基于DTTB标准的接收机的频偏估计方法

摘要

本发明涉及基于DTTB标准的接收机的频偏估计方法，属于数字电视的传输技术领域，该方法包括对频偏进行粗略的估计；根据粗频偏估计结果对接收数据进行粗频偏补偿；对于残留频偏进行精估计；根据精频偏估计结果对接收数据最后剩余的残留频偏进行补偿。本发明利用了DTTB系统中帧头模式1和帧头模式3的PN序列循环的特点，使得系统可以在较大的频偏和高速移动中正确的接收发射的信号。

说明书

技术领域

本发明属于数字电视的传输技术领域，特别涉及基于DTTB标准的接收机频偏估计技术。 

背景技术

数字电视从上世纪八十年末代开始研制，发展至今已有二十年的时间，很多国家或者公司都投入了大量精力来制定数字电视的传输标准和进行产业化。目前，存在四种数字电视地面传输标准： 

1)美国高级系统委员会(Advanced Television Systems Committee，ATSC)研发的格形编码的八电平残留边带(Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-band，8-VSB)调制系统。 

2)欧洲数字视频地面广播(Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)标准采用的编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，COFDM)调制系统。 

3)日本地面综合业务数字广播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)采用的频带分段传输(Bandwidth Segmented Transmission，BST)正交频分复用OFDM调制系统。 

4)中国数字电视地面广播传输系统(Digital Television Terrestrial Broadcasting，DTTB)标准采用的单载波和多载波OFDM调制方案。 

中国的DTTB使用广播频谱，每个频道的有效净荷的信息传输速率在8MHz的带宽下可达33Mbps。系统的核心采用mQAM/QPSK等调制技术，其频谱效率可以达到4Bit/s/Hz。系统使用更加优化的前向纠错码FEC来抵抗突发误码，例如LDPC编码等。 

为了实现快速和稳定的同步，DTTB传输系统采用了分级数据帧结构。它具有周期性，并且可以和绝对时间同步。数据帧的结构如图1所示，是一种四层结构。帧结构的基本单元称为信号帧(如图1中的底层)，超帧定义为一组信号帧(长度为125ms，如图1中的第二层)。分帧定义为一组超帧(长度为1mim，如图1中的第三层)。帧结构的顶层称为日帧(Calendar Day Frame，CDF长度为24小时)。信号帧结构是周期的，并于自然时间保持同步。 

DTTB传输系统的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧头(PN序列)和帧体(数据块)两部分组成，它们具有相同的基带符号速率7.56MS/s。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM) 块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅里叶逆变换块。对于DTTB系统得信号帧来说，同步PN序列作为OFDM的保护间隔，而帧体作为IDFT块。 

帧头部分由PN序列构成，帧头长度有三种选项。帧头信号采用I路和Q路相同的4QAM调制。帧头的PN序列除了作为OFDM块的保护间隔外，在接收端还可以被用作信号帧的帧同步、载波恢复和跟踪、符号时钟恢复、信道估计等用途。 

DTTB标准的数据帧接收的基本单元是信号帧，为适应不同的应用，信号帧定义了三种可选的帧头模式以及相应的信号帧结构，分别对应于帧头模式1、帧头模式2和帧头模式3。帧头模式1采用的PN序列定义为循环扩展的8阶m序列，可由一个LFSR(伪随机序列发生器)实现。帧头模式2采用10阶最大长度伪随机二进制序列截短而成，帧头信号的长度为595个符号，是长度为1023的m序列的前595个码片。帧头模式3采用的PN序列是循环移位的9阶m序列，可由一个LFSR实现。模式1、模式2、模式3的信号帧的构成分别如图2a)、图2b)、图2c)所示。其中，帧体的长度在三种模式下都是500us，而模式1、2、3的帧头长度分别为55.6us，78.7us和125us。 

帧头模式1的帧头长度为420个符号(PN420)，如图3所示，它由一个前同步、一个PN255序列和一个后同步构成。前同步和后同步定义为PN255序列的循环扩展，其中前同步长度为82个符号，如图3中301所示，它是PN255序列尾部303的完全拷贝。后同步长度为83个符号，如图3中304所示，它是PN255序列头部302的完全拷贝。这样，帧头模式1的帧头的前165(82+83)个符号和后165个符号传输相同的数据。 

帧头模式3的帧头长度为945符号(PN945)，如图4所示，由一个前同步、一个PN511序列和一个后同步构成。前同步和后同步定义为PN511的循环扩展，前向同步如图4中311所示，长度为217个符号，它是PN511序列尾部313的完全拷贝。后向同步如图4中314所示，长度为217个OFDM符号，它是PN511序列头部312的完全拷贝。这样，帧头模式3的帧头的前434(217+217)个符号和后434个符号传输相同的数据。 

在数字电视接收机中，如果存在着较大的频偏，就很难准确的进行定时同步，而且，也无法进行信道估计和均衡。所以，通常需要在定时同步之前做频偏的估计和补偿。为了在比较宽的范围内捕捉到频偏参数，并能够获得足够的精度，一般将频偏估计和补偿过程分为两个阶段：先进行粗频偏估计，即捕捉阶段；捕捉阶段完成之后进入精频偏估计及跟踪阶段。 

DTTB系统载波频偏的估计和DVB-T不同。DVB-T在频域内插有导频，而且DVB-T系统的OFDM符号带有循环前缀，因此对于DVB-T系统来讲比较普遍的频偏估计方法是利用循环前缀来估计载波间隔的小数倍频偏，而采用频域的导频来估计载波间隔的整数倍频偏。而对于DTTB系统来说，它的信号帧的前缀传输的是由PN序列调制的符号，而且频域帧体内也没有导频符号，只能采用帧头来估计载波偏差。 

中国专利申请《基于已知序列相干自相关的载波频偏估计算法及其实现装置》(公开号：CN 101242390A)中提出了基于已知序列的频偏估计方法，该方法可以用于DTTB系统。但 是该方法存在如下问题： 

1.该方法需要预先知道准确的帧同步和定时信息。而定时信息在频偏较大的时候往往不能准确地估计。 

2.该方法在提高估计范围的同时，也提高运算复杂度。 

3.没有利用到频偏补偿后的数据做进一步的频偏精估计，使得系统不完善，实用性较差。 

发明内容

本发明的目的是为克服已有技术的不足之处，提出了一种基于DTTB标准的接收机的频偏估计方法。本发明利用了DTTB系统中帧头模式1和帧头模式3的PN序列循环的特点，使得系统可以在较大的频偏和高速移动中正确的接收发射的信号。 

本发明的基于DTTB标准的接收机的频偏估计方法，其特征在于，包括频偏粗估计阶段，粗频偏补偿阶段，频偏精估计阶段以及精频偏补偿阶段； 

所述频偏粗估计阶段包括以下步骤： 

11)根据接收的数据帧中帧头的循环扩展序列，进行该循环扩展序列的自相关处理； 

12)在自相关处理后的结果中检测相关峰，得到相关峰值及其位置； 

13)根据相关峰值得到由于系统频偏造成的基相位； 

14)将基相位进行m倍周期的相位扩展； 

15)利用得到的扩展相位对从相关峰值位置处截取的数据依次进行相位补偿(从相关峰值位置处向后截取)，得到m组补偿相位后的接收序列； 

16)用标准规定的本地PN序列与m组补偿相位后的接收序列进行循环互相关，得到m组相关结果； 

17)在m组相关结果中寻找最大相关峰值的序列，并且根据该序列的扩展相位值计算频偏粗估计结果； 

所述粗频偏补偿阶段包括以下步骤： 

21)将粗频偏估计值送入DPLL数字锁相环，得到需要补偿的频偏结果； 

22)根据需要补偿的频偏结果将每个接收数据分别旋转需要补偿的相位来完成频偏的补偿，得到粗频偏补偿后的数据； 

所述频偏精估计阶段包括以下步骤： 

31)用粗频偏补偿后的数据中第1帧帧头部分和标准规定的本地PN序列做互相关； 

32)用粗频偏补偿后的数据中第1+1帧帧头部分和标准规定的本地PN序列做互相关； 

33)将步骤31)和步骤32)中的相关结果做共轭点乘； 

34)根据共轭点乘的结果计算得到频偏精估计的结果； 

所述精频偏补偿阶段包括以下步骤： 

41)将精频偏估计值送入DPLL数字锁相环，得到需要补偿的频偏结果； 

42)根据需要补偿的频偏结果将每个接收数据分别旋转需要补偿的相位来完成频偏的补偿； 

43)对频偏补偿后的每两个连续的信号帧进行相同的操作，并将结果送入DPLL，以跟踪频偏的变化，得到实时的频偏估计值。 

本发明的特点及有益效果： 

本发明将频偏估计分成了粗频偏估计和精频偏估计两部分实现。其中，粗频偏估计使得系统可以估计的频偏范围很大，估计速度很快，同时也不依赖于系统定时信息。精频偏估计的精度更高，可以很好的满足系统要求，同时也能适应高速移动时多普勒效应造成的频偏抖动情况。 

本发明适用于DTTB标准中的帧头模式1和帧头模式3的情况，同时也可拓展应用于采用类似PN序列作为同步头的系统。 

附图说明

图1为典型的DTTB传输系统数据帧的四层结构示意图。 

图2为三种帧头模式的信号帧的结构示意图，其中a)、b)、c)分别对应帧头模式1、2、3。 

图3为帧头模式1的帧头示意图。 

图4为帧头模式3的帧头示意图。 

图5为本发明的频偏估计流程图。 

图6为本发明的粗频偏估计具体流程图。 

图7为本发明的帧头互相关方法精频偏估计具体流程图。 

具体实施方式

本发明提出的基于DTTB标准的接收机的频偏估计方法结合附图及实施例详细说明如下： 

本发明的方法总体流程如图5所示。该方法包括如下几个阶段： 

频偏粗估计阶段：对于频偏进行粗略的估计； 

粗频偏补偿阶段：根据粗频偏估计结果对接收数据进行粗频偏补偿； 

频偏精估计阶段：对于残留频偏进行精估计； 

精频偏补偿阶段：根据精频偏估计结果对接收数据最后剩余的残留频偏进行补偿。 

下面对本发明各阶段的具体方法及实施例详细说明如下： 

为了说明方便，首先给出接收数据的公式： 

设接收端接收到的数据为r(t)，用采样频率为f_s的ADC(模数转换器)对r(t)进行采样，采样周期为T_s＝1/f_s，采样后的数据表示为 

r(n)＝r(nT_s)    n＝1  2… 

本发明的频偏粗估计阶段，其流程如图6所示，包括以下步骤： 

11)根据接收的数据帧中帧头的循环扩展序列，对接收到的数据r(n)进行该循环扩展序列的自相关处理：在接收数据第i个符号(i为大于0的整数)位置后取L_a个符号，与延时L_PN个符号后的L_a个符号作共轭相乘并累加；其中，L_PN为标准规定中的原始PN序列的长度(帧头模式1的原始PN长度L_PN为255，帧头模式3的原始PN长度L_PN为511)，L_a为增加前同步、后同步后的PN序列中数据相同部分的长度(由于信号帧头的特殊性，即帧头的前L_a个符号和后L_a个符号传输数据相同，帧头模式1的L_a是165，帧头模式3的L_a是434)；之后对i+k个符号做同样的共轭相乘并累加操作，其中k的长度为(L_PN+L_a+L_s)，L_s为一个OFDM符号的长度(3780)；自相关的实现公式如下： 

$R\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{L_a}{\Sigma }}r\left(n\right)r^{*}(n+L_{\mathrm{PN}}),\left(\begin{array}{cccc}k=1& 2& ...& (L_{\mathrm{PN}}+L_a+L_s)\end{array}\right)$

其中，R(k)表示自相关后的结果； 

12)在自相关处理后的结果中检测相关峰，得到相关峰值及其位置：在R(k)中检测相关峰值，并存储相关峰值位置和相关峰值max(R(k))。 

13)根据相关峰值得到由于系统频偏造成的基相位：根据相关峰值max(R(k))，计算基相位：phase＝angle(max(R(k)))；该基相位是初始频偏在间隔为L_PN个样点上造成的相位对2π取余的结果，即2πf_e×L_PNT_s＝phase+m2π，其中，f_e为系统的频偏，m是频偏造成的相位对2π取模结果。 

14)将基相位进行m倍周期的相位扩展：根据频偏f_e的最大值和最小值确定m的取值范围，并对基相位进行周期扩展，扩展后的相位为phase+m2π；如果m的取值范围是：-N＜＝m＜＝N，那么扩展之后的相位范围是：phase-N2π-phase+N2π；其中，N为大于等于1的整数，由频偏估计要求的最大值决定，N越大，系统所能估计的频偏越大； 

15)利用得到的扩展相位对从相关峰值位置处截取的数据依次进行相位补偿，得到m组补偿相位后的接收序列：从相关峰值的位置向后取一段数据r_p，该数据r_p的样点个数等于L_PN；根据扩展后的相位phase+m2π对r_p的每个采样点进行相位补偿，得到m组相位补 偿过的序列r_c^m(n)： 

${r_c}^m\left(n\right)=r_p\left(n\right)*e^{-j(\mathrm{phase}+m2\pi )n/L_{\mathrm{PN}}}$

16)用标准规定的本地PN序列与m组补偿相位后的接收序列进行循环互相关，得到m组相关结果：相位补偿后的序列r_c^m(n)与标准规定的本地PN序列进行滑动互相关的方法进行处理，得到m组互相关结果R^m(k)： 

$R^m\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{r_c}^m\left(n\right)c^{*}\left((k+n-1)\right),\left(\begin{array}{cccc}k=1& 2& ...& L_{\mathrm{PN}}\end{array}\right)$

其中，c^*表示本地产生的PN序列的共轭的结果； 

17)在m组相关结果中寻找最大相关峰值的序列，并且根据该序列的扩展相位值计算频偏粗估计结果：在所有的滑动互相关结果R^(m)(k)中寻找最大值，根据最大值所对应的m值m_max可以得到频偏： 作为粗频偏估计值。 

粗频偏估计完成后，进行粗频偏补偿阶段。 

粗频偏补偿阶段包括以下步骤： 

21)将粗频偏估计值送入DPLL数字锁相环，得到需要补偿的频偏结果：在粗频偏补偿阶段，将粗频偏结果送入DPLL进行初始化，得到需要补偿的频偏结果：f_CO； 

22)根据需要补偿的频偏结果将每个接收数据分别乘以不同的相位来完成频偏的补偿，得到粗频偏补偿后的数据：根据需要补偿的频偏结果将每个数据r(n)分别旋转需要补偿的相位(-j2πf_COT_sn)完成频偏的补偿，得到粗频偏补偿后的数据： 

$r_{\mathrm{CO}}\left(n\right)=r\left(n\right)*e^{-j2\pi f_{\mathrm{CO}}{T}_{s}n}$

数据进行粗频偏补偿之后，进入精频偏估计阶段。 

在精频偏估计阶段，对粗频偏补偿后数据的连续两帧(第1帧和第1+1帧)中每帧的帧头数据与标准规定的PN序列做互相关操作，利用互相关的相位差来获得频偏，如图7所示，具体包括如下步骤： 

31)用第1帧的帧头(帧头位置由粗频偏估计阶段3)中的峰值位置确定)和标准规定的本地PN序列做互相关： 

$R\left(l\right)=\underset{n=1}{\overset{L_{\mathrm{PN}}}{\Sigma }}{r}_{\mathrm{CO}}^l\left(n\right)c^{*}\left(n\right)$

其中 表示第1接收帧的PN序列在补偿粗频偏之后的结果，c^*表示标准规定的本地PN序列的共轭的结果，*表示共轭操作符。 

32)存储第1帧的相关结果R(l)，同时用第1+1帧的PN序列和标准规定的本地的PN序列做互相关，得到相关结果R(l+1)； 

33)对R(l)和R(l+1)做共轭点乘，得到相关值R′＝R^*(l+1)R(l)； 

34)根据共轭点乘的结果计算得到频偏精估计的结果：在相关值R′中，取R(l)中最大值对应位置的数据R_max′计算剩余频偏在间隔为(L_PN+L_a+L_s)个采样点上造成的相位：phase″＝angle(R_max′)，(L_PN+L_a+L_s)表示一帧包含的采样点个数。通过计算得到频偏精估计结果： 

精频偏估计完成后，进入精频偏补偿阶段。 

精频偏补偿阶段包括以下步骤： 

41)将精频偏估计值送入DPLL数字锁相环，锁相环会将频偏估计值(包括粗频偏估计值)进行积分，得到需要补偿的整个频偏的结果：f_FI； 

42)根据需要补偿的频偏结果将每个接收数据分别旋转需要补偿的相位来完成频偏补偿：根据锁相环输出的频偏结果将每个数据r(n)分别乘以不同的相位(-j2πf_FIT_sn)来完成频偏的补偿，得到精频偏补偿后的数据： 

$r_{\mathrm{FI}}\left(n\right)=r\left(n\right)*e^{-j2\pi f_{\mathrm{FI}}{T}_{s}n}$

43)对频偏补偿后的每两个连续的信号帧进行相同的操作，并将结果送入DPLL，以跟踪频偏的变化，得到实时的频偏估计值。并且，使用2)中相同的方法对接收数据进行频偏补偿。 

实施例： 

下面以帧头模式1为例，来说明本发明的频偏估计方法。 

假设接收端接收到的TDS-OFDM信号数据为r(t)，数据的帧头模式为标准中规定的帧头模式1。对数据使用采样频率为f_s的ADC(模数转换器)对其进行采样，采样周期为 采样后的数据可以表示为 

r(n)＝r(nT_s)    n＝1  2… 

如果接收端存在频偏f_o，那么该频偏会在各个采样点上造成一定的相位偏差 其中 为第一个样点的初始相位，各个样点上的相位成线性关系。本实施例的具体方法说明如下： 

1、首先，进行粗频偏估计： 

11)对接收到的数据r(n)进行自相关处理。在接收数据第1个符号位置后取165个符号，与延时255个符号后的165个符号作共轭相乘并累加；其之后对1+k个符号做同样的操作，其中k的长度为(255+165+3780)。自相关的实现公式如下： 

$R\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{165}{\Sigma }}r\left(n\right)r^{*}(n+255),\left(\begin{array}{cccc}k=1& 2& ...& (255+165+3780)\end{array}\right)$

其中，R(k)表示自相关后的结果； 

12)在R(k)中检测峰值，并存储峰值位置和峰值max(R(k))。 

13)根据相关峰值，计算基相位，phase＝angle(max(R(k)))。该相位是初始频偏在间隔为255个样点上造成的相位对2π取余的结果，即2πf_e×255×T_s＝phase+m2π，其中，f_e为系统的频偏，m是频偏造成的相位对2π取模结果。 

14)根据频偏f_e的最大值和最小值确定m的取值范围，并对基相位进行周期扩展，扩展后的相位为phase+m2π。m的取值范围是：-10＜＝m＜＝10，那么扩展之后的相位范围是：phase-20π-phase+20π： 

15)从相关峰值的位置向后取一段数据r，该数据的个数等于255。根据扩展后的相位phase+m2π对r的每个样点进行相位补偿，得到m组相位补偿过的序列r_c^m(n)： 

r_c^m(n)＝r^m(n)*e^{-j(phase+m2π)n/255}

16)相位补偿后的序列r_c^m(n)与标准规定的本地PN序列进行滑动互相关的方法进行处理，得到m组互相关结果R^m(k)： 

$R^m\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{255}{\Sigma }}{r_c}^m\left(n\right)c^{*}\left((k+n-1)\right),\left(\begin{array}{cccc}k=1& 2& ...& 255\end{array}\right)$

其中，c^*表示本地产生的PN序列的共轭的结果。 

17)在所有的滑动互相关结果R^(m)(k)中寻找最大值，根据最大值所对应的m值m_max可以得到粗频偏估计： 

2、根据粗频偏估计值进行粗频偏补偿： 

21)将粗频偏估计值送入DPLL数字锁相环：在粗频偏补偿阶段，将粗频偏结果送入DPLL进行初始化，得到需要补偿的频偏结果：f_CO； 

22)频偏补偿：根据需要补偿的频偏结果将每个数据r(n)分别旋转需要补偿的相位(-j2πf_COT_sn)来完成频偏的补偿，得到粗频偏补偿后的数据： 

$r_{\mathrm{CO}}\left(n\right)=r\left(n\right)*e^{-j2\pi f_{\mathrm{CO}}{T}_{s}n}$

3、数据进行粗频偏补偿之后，进入精频偏估计阶段。 

31)用第1帧的帧头和本地PN序列做互相关： 

$R\left(l\right)=\underset{n=1}{\overset{255}{\Sigma }}{r}_{\mathrm{CO}}^l\left(n\right)c^{*}\left(n\right)$

其中 表示第1接收帧的PN序列在补偿粗频偏之后的结果，c^*表示标准规定的本地PN序列的共轭的结果，*表示共轭操作符。 

32)存储第1帧的相关结果R(l)，同时第1+1帧的PN序列和本地更新的PN序列做互相关，得到R(l+1) 

33)对R(l)和R(l+1)做共轭点乘，R′＝R^*(l+1)R(l)； 

34)在相关值R′中，取R(l)中最大值对应位置的数据R_max′，计算相位：phase″＝angle(R_max′)。该相位是剩余频偏在间隔为3780+255+165个样点上造成。通过计算可知得到频偏精估计结果 

4、精频偏估计完成后，进入精频偏补偿阶段： 

41)将精频偏估计值送入DPLL数字锁相环，锁相环会将频偏估计值(包括粗频偏估计值)进行积分，得到需要补偿的整个频偏的结果：f_FI； 

42)频偏补偿：根据锁相环输出的频偏结果将每个数据r(n)分别旋转需要补偿的相位(-j2πf_FIT_sn)来完成频偏的补偿，得到精频偏补偿后的数据： 

$r_{\mathrm{FI}}\left(n\right)=r\left(n\right)*e^{-j2\pi f_{\mathrm{FI}}{T}_{s}n}$

43)对此后频偏补偿后的每两个连续的信号帧进行相同的操作，并将结果送入DPLL，以跟踪频偏的变化，得到实时的频偏估计值。