用于电子镇流器的CMOS功率因数校正控制电路

摘要

一种用于电子镇流器的CMOS功率因数校正控制电路，设有包括用于接收输入交流电压的电磁干扰滤波电路、用于将交流电压转换为脉动直流电压的整流桥、升压型电路以及负载，交流电源经过电磁干扰滤波电路后，输入给整流桥，整流桥将输入的交流电变换为脉动的直流电输入到升压型电路，经升压变换成高压直流电输出给负载；其特征在于：设置一用于控制升压型电路中开关功率管的开通或关断，以使电感电流达到预定波形的控制电路取代现有技术采用双环控制的有源控制电路，使电感电流的包络波形跟随输入交流电压波形，完成功率因数校正，提供稳定的直流母线电压输出。

说明书

技术领域

本发明涉及升压型功率因数校正电路，尤其是一种用于电子镇流器的CMOS功率因数校正控制电路，是一种可与镇流控制电路集成在一起的有源功率因数校正控制电路。

背景技术

AC输入电流谐波被认为是一种“电力公害”，为了减少非线性负载对交流电网产生的谐波污染，国内外已普遍对开关电源设备的输入电流谐波提出了严格的限制标准，要求提高输入级的功率因数。例如欧盟最近颁布的《关于非定向家用电灯生态设计要求指令》中要求功率在25W以上(包括25W)的电子节能灯的功率因数必须大于等于0.9。

目前，应用最普遍的有源功率因数校正电路是采用升压型(Boost)电路，通过有源控制电路使输入电流跟随输入电压的变化，达到提高输入级功率因数的目的。

图1是现有被普遍采用的有源功率因数校正电路原理图。输入交流电源经电磁干扰滤波电路(Electro Magnetic Interference，简称EMI)滤波后输入到整流桥，整流桥由4个二极管D1、D2、D3、D4连接构成，该整流桥将输入的交流电变换为脉动的直流电作为Boost电路的输入，Boost电路由升压电感L1、开关功率管M1、升压二极管D5和输出滤波电容Cout连接构成，脉动的直流电经该Boost电路升压变换成高压直流电供给负载。有源控制电路采用双环控制电路，包括：

平均电流型内环脉宽调制(PWM)控制电路，该电路检测输入升压电感L1的电流，并将检测结果与正弦电流样本比较，然后输出正弦脉宽调制(SPWM)信号控制主开关M1的开通和关断；

电压反馈及外环控制电路，该电路检测输出电容Cout上的电压，并使输出电压稳定，其输出电压误差信号输入到模拟信号运算电路中；

为达到校正输入电流波形，使之正弦化并跟随输入电压波形的目的，在双环控制电路的外环控制电路和内环控制电路之间还需依次加入除法器电路和乘法器电路，同时还需要加入输入电压平均值采样电路和平方器电路，将前馈交流输入电压的平均值经平方运算后，输入到除法器电路。外环控制电路的误差输出信号经过除法运算，与交流输入电压平均值的平方相除后，其输出信号与前馈的输入电压瞬时值作乘法运算，形成供内环控制电路校正波形用的正弦电流样本。

从上述图1的功率因数校正电路的控制电路原理描述中可以看出，控制电路的模拟信号运算较多，硬件实现较为复杂。内环和外环为适应环路稳定和调节需要，都需要增加补偿校正电路，这使得设计和调试都变得困难。典型代表就是美国尤尼创(Unitrode)公司的功率因数校正专用集成芯片UC3854。

在节能灯镇流器的应用场合，不论是使用以上控制方法的专用的集成电路，还是使用类似控制方法实现有功率因数校正的功率因数与镇流控制组合集成电路，都因设计和生产成本较高，从而增加电子节能灯的成本，影响了“绿色照明”——用节能灯替代白炽灯的推广速度。

发明内容

本发明目的是克服现有技术之不足，提供一种用于电子镇流器的CMOS功率因数校正控制电路，它是一种简单有效的，并可用CMOS工艺集成的有源功率因数校正控制电路，便于和金卤灯电子镇流器控制电路、荧光灯电子镇流器控制电路等气体放电灯电子镇流器控制电路集成在一起，并复用镇流器电路中的某些部件，从而降低控制电路的复杂性，节省控制电路的设计和硬件成本。

本发明是通过如下技术方案实现的：一种用于电子镇流器的CMOS功率因数校正控制电路，设有主功率电路和控制电路两部分构成的升压型有源功率因数校正电路，其中，主功率电路设有包括用于接收输入交流电压的电磁干扰滤波电路、用于将交流电压转换为脉动直流电压的整流桥、升压型电路以及负载，交流电源经过电磁干扰滤波电路后，输入给整流桥，整流桥将输入的交流电变换为脉动的直流电输入到升压型电路，经升压变换成高压直流电输出给负载；

其特征在于：设置一用于控制升压型电路中开关功率管的开通或关断，以使电感电流达到预定波形的控制电路，该控制电路包括：

脉冲信号发生器，用于产生脉冲波；

梯形信号形成电路，用于检测升压型电路的输入电压和输出电压，并转换成梯型信号；

受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路，用于将梯型信号转换为脉宽调制信号，驱动控制升压型电路的开关功率管；

脉冲信号发生器的输出端与梯形信号形成电路的脉冲信号接收端连接，梯形信号形成电路的输出端与受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路的输入端连接，受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路的输出端与升压型电路的开关功率管的栅极连接；梯形信号形成电路的输入电压检测端检测升压型电路的输入电压即整流桥的输出电压，梯形信号形成电路的输出电压检测端检测升压型电路的输出电压即负载两端的电压；脉冲信号发生器的输出信号输入到梯形信号形成电路，梯形信号形成电路产生的梯型信号输入到受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路，受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路产生的控制信号驱动升压型电路的开关功率管，使电感电流的包络波形跟随输入交流电压波形，完成功率因数校正，提供稳定的直流母线电压输出。

上述脉冲信号发生器可采用555电路构成，也可以是其他的振荡电路；梯形信号形成电路含一个耦合电容，一个采样电容，一个输入电压采样电阻，一个输出电压采样电阻及一个稳压管；其中，耦合电容的一端作为脉冲信号采样端与脉冲信号发生器的输出端连接，耦合电容另一端与采样电容的一端、输入电压采样电阻的一端、输出电压采样电阻的一端以及稳压管的阴极连接在一起作为梯形信号形成电路的输出端，采样电容的另一端及稳压管的阳极均接地；输入电压采样电阻的另一端与升压型电路的输入端连接，输出电压采样电阻的另一端与升压型电路的输出端连接；

梯形信号形成电路中，一个电容起耦合作用，将脉冲信号发生器输出的脉冲信号耦合至采样点；另一个电容起采样作用，在采样周期内，该电容被充电，当脉冲信号下降沿到来后，采样电容被刷新，并开始下一个采样周期；一个电阻作为Boost电路输入端电压采样电阻，检测到的电压通过该电阻对采样电容充电，梯型信号的上升斜率与所采样得到的电压有关，电压越高，斜率越大。另一个电阻作为Boost电路输出端电压采样电阻，检测到的电压通过该电阻对采样电容充电，梯型信号上升的斜率与所采样得到的电压有关，电压越高，斜率越大；稳压管在采样完成后将采样电容的电压稳定在一定值。

受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路含一个电压比较器及一个缓冲驱动器；其中电压比较器的一个输入端与参考电压连接，另一个输入端与梯形信号形成电路的输出端连接，电压比较器的输出端与缓冲驱动器的输入端连接，缓冲驱动器的输出端与升压型电路的开关功率管栅极连接。

本发明的优点及显著效果：

本发明采用全CMOS工艺器件，易于实现，成本低。

本发明作为有源功率因数校正方法，可以获得与无源功率因数校正相比更高的功率因数。

本发明与现有技术采用双环控制的有源功率因数校正电路相比，不必使用繁杂的模拟信号运算电路，如乘法器电路等，可以全部采用CMOS工艺实现，容易与镇流控制电路工艺兼容，因此可以大大降低设计和生产成本。

本发明的一个应用实例是，可用于将其与镇流控制电路集成在同一芯片上，只需增加很小的芯片面积即可实现具有有源功率因数校正的镇流控制，因此可以显著降低具有APFC功能的电子整流器的成本。

附图说明

图1为现有技术功率因数校正电路的原理图；

图2为本发明的功率因数校正电路的原理框图；

图3为图2的具体电路实施例图；

图4为当交流电源的输入电压在0点附近时，在图3中的功率因数校正电路的限定点上的信号波形；

图5为当交流电源的输入电压在0与峰值之间的某一点时，在图3中的功率因数校正电路的限定点上的信号波形；

图6为当交流电源的输入电压在峰值附近时，在图3中的功率因数校正电路的限定点上的信号波形。

具体实施方式

参看图2，本发明设有EMI滤波电路1、整流桥2、Boost电路3、负载4，以上构成主功率电路，交流电源经过EMI电磁干扰滤波电路1后，输入给整流桥2，整流桥将输入的交流电变换为脉动的直流电输入到升压型Boost电路3，经升压变换成高压直流电输出给负载4；脉冲信号发生器5、梯形信号形成电路6、受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路7，以上构成有源控制电路取代现有技术采用双环控制电路；

参看图3，整流桥2包括4个二级管D1、D2、D3、D4；Boost电路3包括输入滤波电容Cin、升压电感L1、开关功率管M1、升压二极管D5和输出滤波电容Cout；梯形信号形成电路6包括输入电压检测电阻R1、输出电压检测电阻R2、脉冲信号输入耦合电容C1、采样电容C2和稳压管Z1。受梯形信号控制的脉宽调制与缓冲驱动电路7包括电压比较器和缓冲驱动器。EMI滤波器1的输入端接交流电源。EMI滤波器1的一个输出端、二级管D1的阳极及二极管D3的阴极相互连接于节点n1；EMI滤波器1的另一个输出端、二级管D2的阳极及二极管D4的阴极相互连接于节点n2；二极管D1的阴极、二极管D2的阴极、Boost电路的输入滤波电容Cin的一端、升压电感L1的一端及输入采样电阻R1的一端相互连接于节点n3；二极管D3的阳极、二极管D4的阳极、Boost电路输入滤波电容Cin的另一端、开关功率管M1的源极、Boost电路的输出电容Cout的一端、负载4的一端、采样电容C2的一端及稳压管Z1的阳极相互连接于节点n4，n4作为接地端；升压电感L1的另一端、开关功率管M1的漏极及升压二级管D5的阳极相互连接于节点n5；升压二级管D5的阴极、Boost电路的输出滤波电容Cout的另一端、输出采样电阻R2的一端及负载4的另一端相互连接于节点n6；脉冲信号发生器的输出端、耦合电容C1的一端相互连接于节点n7；C1的另一端、输入采样电阻R1的另一端、输出采样电阻R2的另一端、采样电容C2的另一端、稳压管Z1的阴极及电压比较器的反相输入端相互连接于节点n8；电压比较器的同相输入端与参考电压Vref相互连接于节点n9；电压比较器的输出端与缓冲驱动器的输入端相互连接于节点n10；缓冲驱动器的输出端与开关功率管M1的栅极相互连接于节点n11。

本发明的工作原理：脉冲信号发生器5产生一个固定频率、固定占空比的脉冲信号。当脉冲信号为高电平时，稳压管Z1将采样电容C2的电压箝位在其稳压电压。该稳压电压高于电压比较器的参考电压Vref，缓冲驱动器输出为低电平。当脉冲信号的下降沿到来时，经脉冲信号输入耦合电容C1耦合，使得采样电容C2的电压向负方向跳变，跳变后的电压低于电压比较器的参考电压，电压比较器输出翻转，缓冲驱动器输出为高电平。

采样电容C2的电压向负方向跳变后即为新的一个采样周期的开始，此后输入电压采样电阻R1检测Boost电路3的输入电压(即整流桥2的输出电压)，该电压通过采样电阻R1对采样电容C2充电；输出采样电阻R2检测Boost电路3的输出电压(即负载两端的电压)，该电压通过采样电阻R2对采样电容C2充电，使采样电容的电压在每个采样周期，自负向跳变后的初始电压向上升(采样电容负向跳变后的初始电压低于电压比较器参考电压)。它们有如下关系：

1、采样电容C2的电压上升的斜率与整流桥2输出端在该采用周期内的电压有关：电压越高，充电越快，使得控制器输出的控制信号的占空比越小；电压越低，充电越慢，使得控制器输出的控制信号的占空比越大。

2、采样电容的电压上升的斜率与Boost电路的输出端在该采用周期内的电压有关：电压越高，充电越快，使得控制器输出的控制信号的占空比越小；电压越低，充电越慢，使得控制器输出的控制信号的占空比越大。

当采样电容电压上升至高于电压比较器参考电压时，电压比较器输出再次翻转，缓冲驱动器输出为低电平。

该结构实现了两种功能，如图4，图5，图6所示。图4、5、6中，上图均为脉冲信号发生器输出波形，中图实线均为为采样电容C2的电压波形，虚线均为为电压比较器参考电压Vref，下图均为脉冲驱动器输出波形。

1、在交流电源的输入电压从零按正弦规律变化到峰值过程中，开关控制信号(控制器输出信号)的占空比逐渐减小，在输入电压峰值附近，开关控制信号的占空最小，此后占空比又随输入电压的减小而逐渐增大，周而复始，从而使交流电源输入的电流的波形跟随输入电压的波形。

2、当输出电压变高时，对采样电容C2的充电电流变大，电压上升斜率变大，从而使开关控制信号的占空比减小；当输出电压变低，采样电容的充电电流变小，电压上升斜率变小，从而使开关控制信号的占空比增大，这样使得直流输出电压稳定在一定的范围。

本发明简化了现有功率因数校正电路中的有源控制电路，不必使用繁杂的模拟信号运算电路和复杂的采样电路，可以全部用CMOS工艺实现，不必采用双极型工艺或BiCMOS工艺，降低了电路的设计和生产成本。例如可将本电路集成在镇流控制芯片中，可复用镇流器中的脉冲信号，这样就可以在基本上不增加成本的基础上实现具有有源功率校正功能的电子镇流器专用集成电路。当然，本电路方法也可用于需要有源功率因数校正功能的其他功率集成电路。