频率抖动电路和方法及其在开关电源中的应用

摘要

本发明提供了频率抖动电路及产生频率抖动的方法，所述频率抖动电路包括振荡电路，产生振荡频率输出信号；译码电路，所述振荡频率输出信号控制所述译码电路产生若干脉冲输出信号；延迟电路，所述振荡频率输出信号经过延迟电路，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号同所述振荡频率输出信号相比延迟一段时间，所述脉冲输出信号控制频率抖动输出信号的延迟时间。将本发明应用在开关电源中可以降低开关电源的EMI平均噪声，能量谱密度平坦化。

说明书

技术领域

本发明涉及开关电源领域，尤其涉及到集成电路中的频率抖动技术。

背景技术

由于开关电源稳压电路有高频开关，导致电路产生电磁干扰(EMI)，EMI噪声可以通过输入AC电源线传导传播，也能通过辐射传播，这样就会影响其他一些电子仪器，如通讯工具、家用电器、自动控制设备等的正常工作。

为了控制电磁干扰(EMI)，规定了辐射能量的控制标准，以保证各种仪器之间不会由于相互干扰而影响正常工作。实际中，经常采用滤波的方法降低电磁干扰，但是这种方法需要芯片外置电容和电感，增加PCB板的体积和成本。

发明内容

本发明旨在解决现有技术的不足，提供了一种频率抖动电路，该频率抖动电路对振荡电路输出的振荡频率进行延迟。

本发明还提供了一种产生频率抖动的方法。

本发明还提供了一种具有频率抖动电路的开关电源。

本发明还提供了一种开关电源调节的方法。

频率抖动电路包括：

振荡电路，产生振荡频率输出信号；

译码电路，所述振荡频率输出信号控制所述译码电路产生若干脉冲输出信号；

延迟电路，所述振荡频率输出信号经过延迟电路，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号同所述振荡频率输出信号相比延迟一段时间，所述脉冲输出信号控制频率抖动输出信号的延迟时间。

其中，所述振荡电路包括差分开关、第一电容、第一迟滞比较器和第一电流源，所述差分开关连接第一电流源；第一迟滞比较器比较第一电容输出的斜波电压是否达到充电基准电压或放电基准电压，并根据比较结果翻转输出振荡频率输出信号；振荡频率输出信号反馈给差分开关，差分开关控制第一电容的充电和放电。

所述差分开关包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管和第一反向器，所述第一PMOS管，第二PMOS管的源极连接第一电流源，第一PMOS管的漏极连接第一NMOS管的漏极，第二PMOS管的漏极连接第二NMOS管的漏极，第一NMOS管的漏极连接第一NMOS管和第二NMOS管的栅极，第一NMOS管和第二NMOS管的源极接地，第二NMOS管的漏极和源极分别连接第一电容的两端，第一迟滞比较器的输入端连接第一电容，第一迟滞比较器输出振荡频率输出信号，振荡频率输出信号反馈给第二PMOS管的栅极，振荡频率输出信号经第一反向器反向后反馈给第一PMOS管的栅极。

其中，所述译码电路包括分频器，所述振荡电路输出的振荡频率输出信号连接分频器，分频器对振荡频率输出信号进行分频，产生脉冲输出信号。

所述分频器为多个，则各个分频器串接，后一分频器对前一分频器的输出进行分频，各个分频器的输出通过逻辑电路进行组合后，产生若干脉冲输出信号。

所述分频器也可以为一个，所述分频其产生脉冲输出信号。

其中，所述译码电路也可以是计数器，计数器输出一个或多个脉冲输出信号。

其中，所述延迟电路包括充放电调节电路、第二电流源、第三电流源，第三PMOS管、第三NMOS管、第二反向器和第二迟滞比较器，所述充放电调节电路的个数同脉冲输出信号的个数一致，所述振荡电路输出的振荡频率输出信号通过第二反向器反向后，连接第三PMOS管和第三NMOS管的栅极，第三PMOS管直接连接VDD或通过第一电流源连接VDD，第三NMOS管直接接地或通过第三电流源接地，且第二电流源，第三电流源至少存在一个，所述译码电路的各脉冲输出端分别控制一个充放电调节电路进行充电或放电，各充放电调节电路的斜波脉冲输出端连接第三PMOS管和第三NMOS管的漏极，各充放电调节电路输出的斜波脉冲叠加后输入第二迟滞比较器，第二迟滞比较器比较是否达到其翻转电压，输出频率抖动输出信号。

所述充放电调节电路包括第四NMOS管、第五NMOS管、第二电容和第三反向器，所述译码电路的脉冲输出信号输入第四NMOS管的栅极，脉冲输出信号通过反向器输入第五NMOS管的栅极，第四NMOS管的漏极和源极连接电容的两端，第四NMOS管的源极接地，第五NMOS管的源极连接第四NMOS管的漏极，第五NMOS管的漏极输出斜波脉冲。

其中，所述延迟电路中的延迟时间也可以通过其它方式产生：如通过若干脉冲输出信号控制调节电流的大小，对固定电容充放电产生；或者通过若干脉冲输出信号控制调节电流的大小和电容的多少产生；或者通过若干脉冲输出信号控制高频振荡器计数产生；或者通过若干脉冲输出信号控制多级延迟电路产生。

产生频率抖动的方法，包括：

(1)产生振荡频率输出信号；

(2)对振荡频率输出信号进行译码，产生若干脉冲输出信号；

(3)所述振荡频率输出信号经过延迟后，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号相对于所述振荡频率输出信号有延迟，所述脉冲输出信号控制频率抖动输出信号的延迟时间。

其中，步骤(1)实现方法为：所述振荡频率输出信号反馈给控制第一电容充放电的差分开关，当振荡频率输出信号达到第一电平时，第一电流源对第一电容进行充电，当第一电容的斜波电压达到放电基准电压时，振荡频率输出信号翻转，第一电容开始放电，当第一电容的斜波电压达到充电基准电压时，振荡频率信号再次翻转，获得振荡频率信号周期为T的信号。

其中，步骤(2)实现方法为：所述脉冲输出信号通过分频器对振荡频率输出信号进行分频产生。

所述分频器可以为多个，各个分频器串接，后一分频器对前一分频器的输出进行分频，各个分频器的输出通过逻辑电路进行组合后，产生若干脉冲输出信号。

所述分频器也可以为一个，所述分频其产生脉冲输出信号。

其中，所述步骤(2)也可以通过计数器实现，计数器输出一个或多个脉冲输出信号。

其中，步骤(3)实现方法为：当振荡频率输出信号为第一电平，且脉冲输出信号控制对应第二电容放电时，脉冲输出信号对应控制的各第二电容叠加的斜波电压达到放电基准电压时，频率抖动输出信号为第一电平，且该第一电平的时间同振荡频率输出信号相比延迟一段时间，延迟时间由放电电容的数量和大小决定；当振荡频率输出信号为第二电平，且脉冲输出信号控制对应第二电容充电时，脉冲输出信号对应控制的各第二电容叠加的斜波电压达到充电基准电压时，频率抖动输出信号为第二电平，且该第二电平的时间同振荡频率输出信号相比延迟一段时间，延迟时间由充电电容的数量和大小决定。

利用本发明的频率抖动电路实现的开关电源，包括：

变压器，其主线圈一端连接直流电压输入，副线圈一端连接二极管，其中二极管的另一端连接直流电压输出正端，副线圈另一端连接直流电压输出负端；

功率管，其第一端连接所述变压器的主线圈的另一端，第二端连接地，第三端连接开关调节电路；

开关调节电路，所述的频率抖动信号和变压器输出端的反馈信号控制所述的开关调节电路调节开关信号，所述的频率抖动信号调节开关信号的频率，所述的反馈信号调节开关信号的占空比；

所述频率抖动电路包括：

振荡电路，所述振荡电路产生振荡频率输出信号；

译码电路，所述振荡频率输出信号控制所述译码电路产生若干脉冲输出信号；

延迟电路，所述振荡频率输出信号经过延迟电路，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号相对于所述振荡频率输出信号有延迟时间，所述脉冲输出信号控制振荡频率延迟时间。

开关电源调节的方法，包括：

(1)产生振荡频率输出信号；

(2)对振荡频率输出信号进行译码，产生若干脉冲输出信号；

(3)所述振荡频率输出信号经过延迟后，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号相对于所述振荡频率输出信号有延迟，所述脉冲输出信号控制频率抖动输出信号的延迟时间。

(4)频率抖动信号控制开关调节电路调节连接到变压器主线圈的功率管的输出，从而调节直流电压输出。

利用本发明提供的频率抖动电路、产生频率抖动的方法得到的开关频率在一个宽的频率范围，使EMI设备测量到的EMI能量扩散到带宽以外，开关频率来回的抖动使EMI平均噪声降低，同传统的滤波方法实现的频率抖动相比降低了成本。

附图说明：

图1为本发明的频率抖动电路的结构图。

图2为本发明的频率抖动电路的一种线路图实现。

图3为本发明的频率抖动输出信号的频率变化图。

图4为利用本发明的频率抖动电路实现的开关电源。

图5为本发明的频率抖动电路的波形图一。

图6为本发明的频率抖动电路的波形图二。

图7为本发明的频率抖动电路的波形图三。

图8为本发明的延迟时间产生的结构图之一。

图9为本发明的延迟时间产生的结构图之二。

图10为本发明的延迟时间产生的结构图之三。

图11为本发明的延迟时间产生的结构图之四。

具体实施方式

以下结合附图对本发明内容进一步说明。

如图1所示为本发明的频率抖动电路100，包括：

振荡电路101，产生振荡频率输出信号201；

译码电路102，所述振荡频率输出信号201控制所述译码电路102产生若干脉冲输出信号202，在本实施例中以产生三个脉冲输出信号为例进行说明；

延迟电路103，所述振荡频率输出信号201经过延迟电路103，产生频率抖动输出信号203，所述频率抖动输出信号203同振荡频率输出信号201相比延迟一段时间，所述脉冲输出信号202控制频率抖动输出信号的延迟时间。

图3为本实施例中的一种频率抖动输出信号的频率变化示意图。

如图2所示：

其中，所述振荡电路101包括差分开关、第一电容305，第一迟滞比较器306和第一电流源，所述差分开关连接第一电流源；第一迟滞比较器306比较第一电容输出的斜波电压401是否达到充电基准电压或放电基准电压，并根据比较结果翻转输出振荡频率输出信号201；振荡频率输出信号201反馈给差分开关，差分开关控制第一电容的充电和放电。

所述差分开关包括第一PMOS管303、第二PMOS管304、第一NMOS管301、第二NMOS管302和第一反向器307，所述第一PMOS管303，第二PMOS管304的源极连接第一电流源，第一PMOS管303的漏极连接第一NMOS管301的漏极，第二PMOS管304的漏极连接第二NMOS管302的漏极，第一NMOS管301的漏极连接第一NMOS管301和第二NMOS管302的栅极，第一NMOS管301和第二NMOS管302的源极接地，第二NMOS管302的漏极和源极分别连接第一电容的两端，第一迟滞比较器306的输入端连接第一电容，第一迟滞比较器306输出振荡频率输出信号201，振荡频率输出信号201反馈给第二PMOS管304的栅极，振荡频率输出信号经第一反向器反向后反馈给第一PMOS管303的栅极。

其中，所述译码电路包括分频器，所述振荡器输出的振荡频率输出信号201输入分频器，分频器对振荡频率输出信号201进行分频，产生脉冲输出信号202。

在本实施例中，所述分频器为四个，四个分频器串接，后一分频器对前一分频器的输出进行分频，分别产生二分频、四分频、八分频、十六分频，第一分频器分别同第二、第三、第四分频器的输出端通过逻辑与非门进行组合，产生三个脉冲输出信号，分别为脉冲输出信号202a、脉冲输出信号202b、分频脉冲输出信号202c，在本实施例中202c，202b，202a三个脉冲输出信号的编码按下列顺序循环：111、111、111、110、111、101、111、100、111、011、111、010、111、001、111、000，在具体应用中，脉冲输出信号的编码不受上述举例的限制。

其中，本实施例中，所述延迟电路103包括三个充放电调节电路，第二电流源，第三电流源，第三PMOS管317，第三NMOS管318，第二反向器316和第二迟滞比较器331，所述振荡电路101输出的振荡频率输出信号201通过第二反向器316反向后，连接第三PMOS管317和第三NMOS管318的栅极，第三PMOS管317直接连接VDD或通过第一电流源连接VDD，第三NMOS管318直接接地或通过第三电流源接地，且第二电流源，第三电流源至少存在一个，所述译码电路102的各脉冲输出端分别控制一个充放电调节电路进行充电或放电，各充放电调节电路的斜波脉冲输出端406连接第三PMOS管317和第三NMOS管318的漏极，各充放电调节电路输出的斜波脉冲叠加后输入第二迟滞比较器331，第二迟滞比较器331比较是否达到其翻转电压，输出频率抖动输出信号203。

所述充放电调节电路包括第四NMOS管、第五NMOS管、第二电容和第三反向器，所述译码电路102的脉冲输出信号输入第四NMOS管的栅极，脉冲输出信号通过反向器输入第五NMOS管的栅极，第四NMOS管的漏极和源极连接电容的两端，第四NMOS管的源极接地，第五NMOS管的源极连接第四NMOS管的漏极，第五NMOS管的漏极输出斜波脉冲。由于译码电路102的脉冲输出信号202的状态不断变化，所述延迟电路103的边沿延迟时间不断变化，从而使得频率抖动输出信号203的边沿频率也在不断变化，同时由于译码电路102的脉冲输出信号202为周期的脉冲信号，在一定的周期后，频率抖动输出信号的边沿频率在周期结束后又回到初始状态。

本发明所述的迟滞比较器306、331可以由两个比较器和RS触发器构成，也可以由斯密特触发器和反向器构成。

所述斜坡脉冲406的斜坡斜率由上升电流I₁或下降电流I₂和电容值nC共同决定，所述的上升电流I₁或下降电流I₂的大小由镜像电流源产生，即du/dt＝I₁/nC和du/dt＝-I₂/nC。所述的电容nC由所述的分频脉冲输出信号202a、202b、202c的数字状态控制以及各个充放电调节电路中的电容大小决定，在本实施例中三个第二电容的电容值分别为C、2C、4C。振荡频率输出信号201的上升沿到所述的频率抖动输出信号203的上升沿的时间长度即延迟时间，延迟时间计算如下：Δt_rn＝nCV₁/I₁。作为一个实施例，设最小延迟时间为Δt_r＝CV₁/I₁，于是可计算得上升延迟时间顺序为0，0，Δt_r，0，2Δt_r，0，3Δt_r，0，4Δt_r，0，5Δt_r，0，6Δt_r，0，7Δt_r，0，相应的上升沿周期的顺序为T，T，T+Δt_r，T-Δt_r，T+2Δt_r，T-2Δt_r，T+3Δt_r，T-3Δt_r，T+4Δt_r，T-4Δt_r，T+5Δt_r，T-5Δt_r，T+6Δt_r，T-6Δt_r，T+7Δt_r，T-7Δt_r，如图5所示。一般地Δt_r＜＜T，f＝1/T，$>\Delta f_r=\frac{{\mathrm{\Delta t}}_r}{T}f,$>则相应的上升沿频率变化顺序为f，f，f-Δf_r，f+Δf_r，f-2Δf_r，f+2Δf_r，f-3Δf_r，f+3Δf_r，f-4Δf_r，f+4Δf_r，f-5Δf_r，f+5Δf_r，f-6Δf_r，f+6Δf_r，f-7Δf_r，f+7Δf_r。同理，所述斜坡脉冲406的斜坡下降至基准电压V₂时，所述的频率抖动输出203经过迟滞比较器331翻转。从所述的振荡频率输出201的下降沿到所述的频率抖动输出203的下降沿的时间长度即延迟时间，延迟时间计算如下：Δt_dn＝nC(VDD-V₂)/I₂。作为一个实施例，所述的脉冲输出202c、202b、202a的数字状态按001，000，010，000，011，000，100，000，101，000，110，000，111，000，000，000的顺序循环。设最小延迟时间为Δt_d＝C(VDD-V₂)/I₂，于是可计算得下降延迟时间顺序为0，0，Δt_d，0，2Δt_d，0，3Δt_d，0，4Δt_d，0，5Δt_d，0，6Δt_d，0，7Δt_d，0，相应的下降沿周期的顺序为T，T，T+Δt_d，T-Δt_d，T+2Δt_d，T-2Δt_d，T+3Δt_d，T-3Δt_d，T+4Δt_d，T-4Δt_d，T+5Δt_d，T-5Δt_d，T+6Δt_d，T-6Δt_d，T+7Δt_d，T-7Δt_d。一般地Δt_d＜＜T，f＝1/T，$>{\mathrm{\Delta f}}_d=\frac{{\mathrm{\Delta t}}_d}{T}f,$>则相应的上升沿频率变化顺序为f，f，f-Δf_d，f+Δf_d，f-2Δf_d，f+2Δf_d，f-3Δf_d，f+3Δf_d，f-4Δf_d，f+4Δf_d，f-5Δf_d，f+5Δf_d，f-6Δf_d，f+6Δf_d，f-7Δf_d，f+7Δf_d。

在上述实施例中，上升沿频率变化顺序与下降沿频率变化顺序是一致的，只是最小频率变化值不一样。在实际中，频率变化可以不按照十进制码计数的顺序变化。如图6所示将NMOS管318的源端直接接地实现的波形图，频率抖动输出信号只有上升延迟时。如图7所示将PMOS管317的源端直接接电源端VDD实现的波形图，频率抖动输出信号只有下降延迟时。

其中，所述延迟电路103中的延迟时间也可以通过其他方式产生：如通过若干脉冲输出信号控制调节电流的大小，对固定电容充放电产生，如图8所示；或者通过若干脉冲输出信号控制调节电流的大小和电容的多少产生，如图9所示；或者通过若干脉冲输出信号控制高频振荡器计数产生，如图10所示；或者通过若干脉冲输出信号控制多级延迟电路产生，如图11所示。在实际应用中，利用现有技术实现的延迟电路还有很多种。

如图4所示，频率抖动电路应用在开关电源。直流电压输入端410连接变压器的主线圈335，主线圈两端连接串联的第一稳压二极管334和第一二极管333。变压器副线圈336一端连接第二二极管337，所述第二二极管的输出连接第三电容340一端，也是直流电压输出正端411。所述第三电容的另一端为直流电压输出负端412。所述变压器副线圈另一端连接所述直流电压输出负端。第二稳压二极管339一端连接到所述直流电压输出正端，另一端连接到光电藕合器338的输入发光二极管一端，所述发光二极管另一端连接所述直流电压输出负端。所述光电藕合器的输出三极管的集电极连接反馈信号407，所述集电极电流调节所述反馈信号的电压，所述反馈信号的电压控制开关调节电路104调节开关信号408。变压器主线圈另一端409连接功率管。所述功率管的另一端连接地，第三端连接开关信号。所述开关调节电路驱动功率管调节直流电压输出。频率抖动输出信号203控制开关调节电路产生开关频率信号，所述反馈信号的电压控制开关调节电路产生开关占空比信号。所述频率抖动输出信号由频率抖动电路产生，所述频率抖动电路包括：

振荡电路101，产生振荡频率输出信号201；

译码电路102，所述振荡频率输出信号201控制所述译码电路102产生若干脉冲输出信号202，在本实施例中以产生三个脉冲输出信号为例进行说明；

延迟电路103，所述振荡频率输出信号201经过延迟电路103，产生频率抖动输出信号203，所述频率抖动输出信号203同振荡频率输出信号201相比延迟一段时间，所述脉冲输出信号202控制频率抖动输出信号的延迟时间。

产生频率抖动的方法，包括：

(1)产生振荡频率输出信号；

(2)对振荡频率输出信号进行译码，产生若干脉冲输出信号；

(3)所述振荡频率输出信号经过延迟后，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号相对于所述振荡频率输出信号有延迟，所述脉冲输出信号控制频率抖动输出信号的延迟时间。

其中，步骤(1)实现方法为：所述振荡频率输出信号反馈给控制第一电容充放电的差分开关，当振荡频率输出信号达到第一电平时，第一电流源对第一电容进行充电，当第一电容的斜波电压达到放电基准电压时，振荡频率输出信号翻转，第一电容开始放电，当第一电容的斜波电压达到充电基准电压时，振荡频率信号再次翻转，获得振荡频率信号周期为T的信号。

其中，步骤(2)实现方法为：所述脉冲输出信号通过分频器对振荡频率输出信号进行分频产生。

所述分频器可以为一个或多个，若分频器为多个，则各个分频器串接，后一分频器对前一分频器的输出进行分频，各个分频器的输出通过逻辑电路进行组合后，产生若干脉冲输出信号。

其中，所述步骤(2)也可以通过计数器实现，计数器输出一个或多个脉冲输出信号。

其中，步骤(3)实现方法为：当振荡频率输出信号为第一电平，且脉冲输出信号控制对应第二电容放电时，脉冲输出信号对应控制的各第二电容叠加的斜波电压达到放电基准电压时，频率抖动输出信号为第一电平，且该第一电平的时间同振荡频率输出信号相比延迟一段时间，延迟时间由放电电容的数量和大小决定；当振荡频率输出信号为第二电平，且脉冲输出信号控制对应第二电容充电时，脉冲输出信号对应控制的各第二电容叠加的斜波电压达到充电基准电压时，频率抖动输出信号为第二电平，且该第二电平的时间同振荡频率输出信号相比延迟一段时间，延迟时间由充电电容的数量和大小决定。

开关电源调节的方法，包括：

(1)产生振荡频率输出信号；

(2)对振荡频率输出信号进行译码，产生若干脉冲输出信号；

(3)所述振荡频率输出信号经过延迟后，产生频率抖动输出信号，所述频率抖动输出信号相对于所述振荡频率输出信号有延迟，所述脉冲输出信号控制频率抖动输出信号的延迟时间；

(4)频率抖动信号控制开关调节电路调节连接到变压器主线圈的功率管的输出，从而调节直流电压输出。

本发明公开了采用固定振荡频率实现频率抖动.并且参照附图描述了本发明的具体实施方式和效果。应该理解到的是：上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，包括但不限于对电路的局部构造的变更(如对延迟电路的替换)、对元器件的类型或型号的替换，以及其他非实质性的替换或修改，均落入本发明保护范围之内。