具有选择分集的连续干扰消除接收机处理

摘要

提供了能够支持具有选择分集的连续干扰消除接收机处理的技术，其中N

说明书

本专利申请是申请日为2004年8月17日，申请号为200480034656.X(PCT/US2004/027039)，发明名称为“具有选择分集的连续干扰消除接收机处理”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明总体涉及通信领域，更具体而言，涉及用于在多输入多输出(MIMO)通信系统中支持具有选择分集的连续干扰消除(SIC)接收机处理的技术。

背景技术

MIMO系统采用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线构成的MIMO信道可被分解成N_S个独立信道，且N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道中的每一个相当于一个维度。如果使用由多个发射天线和接收天线所构建的附加维度，则MIMO系统能够提供改善的性能(例如，增加发射容量和/或更高可靠性)。

对于满秩MIMO信道，且N_S＝N_T≤N_R，发射机可处理(例如，编码、交织和调制)N_T个数据流，以获得N_T个符号流，然后，符号流由N_T个发射天线发射出去。所发射的符号流可经历不同的信道条件(例如，不同衰落和多径效应)，并可实现不同的接收信噪比(SNR)。此外，由于在通信链路中的散射，所发射的符号流在接收机处彼此相互干扰。

接收机通过N_R个接收天线接收该N_T个发射符号流。接收机可采用连续干扰消除(SIC)处理技术对来自N_R个接收天线的N_R个接收符号流进行处理，以恢复N_T个发射符号流。SIC接收机在N_T个连续级对接收符号流进行处理，以便在每个级恢复一个发射符号流。对于每个级而言，SIC接收机最初对接收符号流执行空间或空时处理，以获得“检测”符号流，该检测符合流是对发射符号流的估计。选择其中一个检测符号流进行恢复。然后，接收机对该检测符号流进行处理(例如，解调，解交织，和解码)，以获得解码数据流，该解码数据流是针对所要恢复符号流的数据流的估计。

将每个“恢复”符号流(即，对其进行处理以恢复发射数据流的每个检测符号流)与特定“检测后”SNR相关联，“检测后”SNR是在接收机处进行空间或空时处理之后所实现的SNR。通过SIC处理，每个恢复符号流的检测后SNR取决于该流的接收SNR以及恢复该符号流的特定级。通常来讲，由于消除了来自先前级中恢复的符号流的干扰(假设干扰消除是有效执行的)，因而以后级的检测后SNR会逐渐提高。

将N_T个发射天线与由这些天线发送的N_T个符号流所实现的N_T个检测后SNR相关联。这些N_T个检测后SNR是为在接收机处用于恢复N_T个符号流的特定次序而获得的。显然能够看出，存在有恢复N_T个符号流的N_T！个可能次序，从而，存在N_T！个可能的检测后SNR集合，其中，“！”表示阶乘。接收机可对所有N_T！个可能次序进行评估，并选择提供最佳检测后SNR集合的次序。

发射天线的检测后SNR决定其发射容量。根据信道条件，给定发射天线的检测后SNR或许很低，以致它不能支持MIMO系统的最低数据速率。在此情形中，关闭该发射天线，而仅使用其余发射天线进行数据发射可能是有益的。关闭不能支持最低数据速率的发射天线，消除了不然会与其他符号流相干扰的符号流。由此，这可提高其他符号流的检测后SNR。

选择分集指仅使用能够至少支持最低数据速率的发射天线，并关闭不能支持最低数据速率的发射天线。如果每个发射天线都能够被独立地打开或关闭，则能够得出存在有$N_{\mathrm{total}}=(N_T!)·(1+\frac{1}{1!}+\frac{1}{2!}+...\frac{1}{(N_T-1)!})$个可能次序需要进行评估。例如，如果N_T＝4，则在不具有选择分集的条件下存在N_T！＝24个可能次序，从而使用所有N_T个发射天线，而在具有选择分集的条件下存在有N_total＝64个可能次序，由此可独立地打开或关闭每个发射天线。这表示接收机可能需要为选择分集进行评估的次序数量大增。

因此，本领域中需要一种无需对所有N_total个可能次序进行评估的而能够用于支持具有选择分集的SIC接收机处理的技术。

发明内容

此处，提供了一种用于支持具有选择分集的SIC接收机处理的技术，从而至多对N_T！个可能次序进行评估，以确定(1)用于从N_T个发射天线发送符号流的数据速率，和(2)恢复所发射符号流的最佳次序。使用SIC接收机处理(如以下所述)对至多N_T！个可能次序中的每一个进行评估，以获得N_T个发射天线的N_T个检测后SNR。对于每个发射天线而言，基于其检测后SNR确定其数据速率。系统可支持一个离散数据速率集合，每个发射天线的数据速率是这些离散数据速率中的一个。对于具有比最小所需SNR(例如，系统所支持的最低非零数据速率的所需SNR)更差的检测后SNR使用零或空数据速率。为每个次序的N_T个发射天线获得N_T个数据速率。基于这些N_T个数据速率，计算每个次序的总数据速率。选择使用具有最高总数据速率的次序。发射机以所选次序的数据速率对多达N_T个符号流进行处理，并从N_T个发射天线发射这些符号流。接收机根据所选次序恢复所发射符号流。

下面，更详细地描述本发明的多种方面及实施例。

附图说明

结合附图，通过后面给出的详细描述，本发明的特征，特性，和优点将更显而易见，在附图中，同样的附图标记表示相同或相似的元件，其中：

图1表示在MIMO系统中的发射机系统和接收机系统；

图2表示对N_R个接收符号流进行SIC接收机处理以恢复N_T个发射符号流的流程；

图3表示确定各个发射天线的数据速率以及确定对于具有选择分集的SIC接收机的最佳次序的流程；

图4表示图3所示流程的具体实施；

图5表示发射机子系统的框图；以及

图6表示接收机子系统的框图。

具体实施方式

此处，词语“示例性”表示“作为示例，实例，或说明例”。此处描述为“示例性的”任何实施例或设计不应解释为比其他实施例或设计更好或有益。

此处所述用于支持具有选择分集的SIC接收机处理的技术可用于多种通信系统，如MIMO系统，使用正交频分复用的MIMO系统(即，MIMO-OFDM系统)，等。出于说明清楚的考虑，将这些技术专门描述为MIMO系统。简单起见，以后的描述假设(1)从每个发射天线发射一个数据流，以及(2)在发射机处独立处理每个数据流并在接收机处将它们分别恢复。

图1表示在MIMO系统100中发射机系统110和接收机系统150的框图。发射机系统110和接收机系统150均可实现于MIMO系统中的接入点(即，基站)中或用户终端中。

在发射机系统110处，发射(TX)数据处理器120从数据源112接收多达N_T个数据流的业务数据。每个数据流被指派由各自的发射天线发射。TX数据处理器120对每个数据流的业务数据进行格式化，编码，交织和调制，以获得相应的调制符号(或数据符号)流。TX数据处理器120还可将导频符号与数据符号复用。TX数据处理器120将N_T个符号流提供给N_T个发射机部件(TMTR)122a至122t。每个符号流均可包含数据与导频符号的任意组合。每个发射机部件122对其符号流进行处理，并提供适于在无线通信链路上传输的调制信号。将来自发射机部件122a至122t的N_T个调制信号分别从N_T个天线124a至124t发射出去。

在接收机系统150处，所发射的调制信号由N_R个天线152a至152r接收，将来自每个天线152的接收信号提供给各自接收机部件(RCVR)154。每个接收机部件154对其接收信号进行调节和数字化处理，并提供接收符号流。接收(RX)空间/数据处理器160接收来自N_R个接收机部件154a至154r的N_R个接收符号流，使用SIC接收机处理对这些接收符号流进行处理，并提供N_T个解码数据流。下面，将详细描述由RX空间/数据处理器160进行的处理。RX空间/数据处理器160还对N_T个发射天线与N_R个接收天线之间的信道响应、符号流的接收SNR和/或检测后SNR等进行估计(例如，基于接收的导频符号)。RX空间/数据处理器160可使用信道响应估计来执行空间或空时处理，如以下所述。

控制器130和170分别针对于在发射机系统110和接收机系统150处的操作。存储器部件132和172用来存储分别由控制器130和170所使用程序代码和数据。

在一个实施例中，控制器170从RX空间/数据处理器160接收信道响应估计，确定用于每个发射天线的数据速率和用于恢复符号流的特定次序，并提供用于发射机系统110的反馈信息。该反馈信息例如可包括N_T个发射天线的数据速率。该反馈信息由TX数据处理器184进行处理，由发射机部件154a至154r进行调整，并发射回发射机系统110。在发射机系统110处，来自接收机系统150的调制信号由天线124接收，由接收机部件122调整，并由RX数据处理器140进行处理，以恢复由接收机系统150发送的反馈信息。控制器130接收并使用恢复的反馈信息，(1)控制从每个发射天线发送符号流的数据速率，(2)确定用于每个数据流的编码和调制方案，以及(3)生成用于TX数据处理器120的各种控制。

在另一实施例中，控制器130获得MIMO信道的信道响应估计和在接收机处150的噪声方差(即，噪声本底)。然后，控制器130确定用于每个发射天线的数据速率，并提供用于TX数据处理器120的各种控制。发射机系统110可基于接收机系统150所发送的导频符号获得信道响应估计。接收机噪声本底可由接收机系统150进行估计，并将其作为反馈信息发送到发射机系统110。

一般而言，发射天线的数据速率和恢复符号流的次序可由发射机系统、接收机系统或二者来确定。出于说明清楚的目的，对于并实施例进行如下描述，由此数据速率和次序由接收机系统确定，并将其发送到发射机系统。

MIMO系统的模型可表示为：

y＝Hx+n，                   公式(1)

其中，y为N_R个接收符号的矢量，即，$\underset{‾}{y}={\left(\begin{array}{cccc}{y}_1& y_2& ...& y_{N_R}\end{array}\right)}^T,$其中，y_i为在接收天线i上接收的符号，且i∈{1，...，N_R}；

x为N_T个发射符号的矢量，即，$\underset{‾}{x}={\left(\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& ...& x_{N_T}\end{array}\right)}^T,$其中，x_j为从发射天线j上发送的符号，且j∈{1，...，N_T}；

H为MIMO信道的N_R×N_T信道响应矩阵，且具有阵元h_ij其中i∈{1，...，N_R}且j∈{1，...，N_T}，h_ij为发射天线j和接收天线i之间的复信道增益；

n为加性白高斯噪声(AWGN)；以及

“^T”表示转置。

噪声n具有平均矢量0和协方差矩阵Λ＝σ²I，其中，0表示零矢量，I为单位矩阵，σ²表示噪声的方差(还称为接收机噪声本底)。出于简单考虑，假设MIMO信道为平坦衰落窄带信道。在此情形中，信道响应矩阵H的元素为标量，可用单个标量值表示每个发射接收天线对之间的耦合h_ij。此处所述技术还可用于在不同频率处具有不同信道增益的频率选择性信道。

由于通信链路的散射，从N_T个发射天线发射的N_T个符号流在接收机处彼此相干扰。特别是，每个发射符号流被所有N_R个接收天线以不同振幅和相位接收，如该符号流的发射天线与N_R个接收天线之间的复信道增益所确定的那样。每个接收符号流包括N_T个发射符号流中每一个的分量。N_R个接收符号流将总体上包括所有N_T个发射符号流，在N_R个接收符号流的每一个中可找到N_T个发射符号流中每一个的事例(instance)。

SIC接收机处理技术也称为连续回零/均衡和干扰消除处理技术，它能够对N_R个接收符号流进行处理，以获得N_T个发射符号流。SIC接收机处理技术在多个级中连续恢复发射符号流，每个符号流对应一个级。每个级恢复一个发射符号流。当恢复每个符号流时，估计其对其余还未恢复符号流所导致的干扰，并从接收符号流中将其去除，以获得“修改”的符号流。然后，修改符号流经由下一级进行处理，以恢复下一个发射符号流。如果能够无差错(或差错最小)地恢复符号流，且如果信道响应估计比较准确，则能够有效消除因恢复符号流产生的干扰。从而，每个随后恢复的符号流受到很小干扰，比不进行干扰消除情形相比，可实现更高的检测后SNR。

以下术语用于后面的描述：

●“发射”符号流-从发射天线发射的符号流；

●“接收”符号流-在SIC接收机的第一级中输入到空间或空时处理器的输入(参见图6)；

●“修改”符号流-在SIC接收机的随后级中输入到空间或空时处理器的输入；

●“检测”符号流-来自空间或空时处理器的输出(在级λ中可检测到多达N_T-λ+1个符号流)；以及

●“恢复”符号流-由接收机恢复以获得解码数据流的符号流(在每个级中仅恢复出一个检测符号流)。

图2的流程图表示对N_R个接收符号流进行SIC接收机处理以恢复N_T个发射符号流的流程200。首先，将SIC接收机的索引变量λ设置为1(即，λ＝1)(步骤212)。对于第一级，SIC接收机对N_R个接收符号流执行空间或空时处理(如以下所述)，以分离出N_T个发射符号流(步骤214)。对于每个级，空间或空时处理提供(N_T-λ+1)个检测符号流，这些检测符号流是还未恢复的发射符号流的估计。选择其中一个检测符号流进行恢复(步骤216)。然后，对该检测符号流进行处理(例如，解调，解交织和解码)，以获得解码数据流，该解码数据流是在该级中所要恢复的符号流的数据流的估计(步骤218)。

然后，判断是否已恢复所有发射符号流(步骤220)。如果判断为“是”(即，如果λ＝N_T)，则流程200终止。否则，估计由于刚恢复的符号流所造成的干扰(步骤222)。为获得干扰估计，利用于在发射机处对该数据流所使用的编码、交织和调制方案相同的方案，将解码数据流再编码、交织和再调制，以获得“再调制”符号流，该再调制符号流为刚恢复的发射符号流的估计。然后，利用信道响应估计对再调制符号流进行处理，以获得N_R个干扰分量，这些干扰分量是由刚恢复的符号流对其余还未恢复的符号流所造成的干扰的估计。然后，从N_R个接收符号流中减去N_R个干扰分量，以获得N_R个修改符号流(步骤224)。这些修改符号流代表如果没有发射该刚恢复的符号流的话将会接收到的流(即，假设有效执行了干扰消除)。然后，将索引变量λ更新为下一级(即，λ＝λ+1)(步骤226)。

然后，对N_R个修改符号流重复步骤214至218，以恢复另一发射符号流。对于所要恢复的每个发射符号流，重复步骤214至218。如果存在要恢复的另一发射符号流，则执行步骤222至226。对于第一级，输入符号流为N_R个接收符号流。对于每个随后级，输入符号流为来自前一级的N_R个修改符号流。每级处理以相似方式执行。

对于SIC接收机，存在有用于恢复N_T个发射符号流的N_T！个可能次序。这是由于在第一级中可恢复N_T个检测符号流中的任何一个，在第二级中可恢复(N_T-1)个检测符号流中的任何一个，等等，在最后级中，仅有一个检测符号流为可用的且对其进行恢复。SIC接收机能够对N_T！个可能次序中的每个进行评估，并选择使用最佳次序。在以下描述中，索引变量k用于N_T！个可能次序，其中，k∈{1，...，N_T！}。对于每个次序k，将恢复N_T个发射天线的顺序表示成其中，λ∈{1，...，N_T}的k_λ表示在次序k的级λ中所要恢复的发射天线。

对于SIC接收机，可将对于次序k的级λ的输入符号流表示为：

${\underset{‾}{y}}_k^{\lambda }={\underset{‾}{H}}_k^{\lambda }{\underset{‾}{x}}_k^{\lambda }+\underset{‾}{n}$公式(2)

其中，y_k^λ表示对于次序k的级λ的N_R个修改符号的矢量，即，${\underset{‾}{y}}_k^{\lambda }={\left(\begin{array}{cccc}{y}_{k_1}^{\lambda }& y_{k_2}^{\lambda }& ...& y_{k_{N_R}}^{\lambda }\end{array}\right)}^T,$其中，为对于在次序k的级λ中接收天线i的修改符号；

x_k^λ表示对于次序k的级λ的(N_T-λ+1)个发射符号的矢量，即，${\underset{‾}{x}}_k^{\lambda }={\left(\begin{array}{cccc}{x}_{k_{\lambda }}& x_{k_{\lambda +1}}& ...& x_{k_{N_T}}\end{array}\right)}^T,$其中，为从发射天线k_n发送的符号；以及

H_k^λ表示对于次序k的级λ的N_R×(N_T-λ+1)简化信道响应矩阵。

公式(2)假设消除了在前(λ-1)个级中恢复的符号流。从而，当恢复并消除一个发射符号流时，对于每一级，将信道响应矩阵H的维度依次减少一列。对于级λ，通过去除在原始矩阵H中对应前(λ-1)个恢复符号流的(λ-1)列，获得简化信道响应矩阵H_k^λ，即，${\underset{‾}{H}}_k^{\lambda }=\left(\begin{array}{cccc}{\underset{‾}{h}}_{k_{\lambda }}& {\underset{‾}{h}}_{k_{\lambda +1}}& ...& {\underset{‾}{h}}_{k_{N_T}}\end{array}\right),$其中，为发射天线k_n与N_R个接收天线之间的N_R×1信道响应矢量。对于级λ，对前(λ-1)个恢复符号流给定索引号{k₁，k₂，...k_λ-1}，对(N_T-λ+1)个尚未恢复的符号流给定索引号公式(2)可被重写为：

${\underset{‾}{y}}_k^{\lambda }=\underset{n=\lambda }{\overset{N_T}{\Sigma }}{\underset{‾}{h}}_{k_n}{x}_{k_n}+\underset{‾}{n}$公式(3)

对于级λ，(N_T-λ+1)个尚未恢复的发射符号流中的每一个发射符号流，可通过使用该符号流的匹配滤波器对N_R个修改符号流y_k^λ进行滤波，而将其“隔离”出或“检测”出。从发射天线k_n(其中，n∈{λ，λ+1，...N_T})发送的符号流的匹配滤波器具有N_R个滤波器系数的单位范数(unit-norm)矢量为了使得其他(N_T-λ)个尚未恢复的符号流对由发射天线k_n发送的符号流的干扰最小，将矢量定义成与那些尚未恢复的符号流的信道响应矢量正交，即，${\underset{‾}{w}}_{k_n}^H{\underset{‾}{h}}_{k_m}=0,$其中，m∈{λ，λ+1，...N_T}，且m≠n。对于级λ，在前面的级中已恢复了来自其他(λ-1)个发射天线k_n，n∈{1，2，...λ-1}的发射符号流，并将其从修改符号流y_k^λ中去除。从而，矢量无需与(其中，m∈{1，2，...λ-1})正交。

基于各个空间和空时处理技术，可得出匹配滤波器矢量空间处理技术包括迫零技术(也称为信道相关矩阵求逆(CCMI)技术)和最小均方差(MMSE)技术。空时处理技术包括判决反馈均衡器(DFE)，MMSE线性均衡器(MMSE-LE)，和最大似然序列估算器(MLSE)。

在一个实施例中，通过线性迫零均衡器得出匹配滤波响应其中，线性迫零均衡器通过将接收符号流投射(project)到无干扰子空间上来获得检测符号流的方法执行空间处理。级λ的线性ZF均衡器具有N_R×(N_T-λ+1)响应矩阵W_k^λ，该矩阵可基于简化信道响应矩阵H_k^λ得出，如下：

${\underset{‾}{W}}_k^{\lambda }={\underset{‾}{H}}_k^{\lambda }{\left({\left({\underset{‾}{H}}_k^{\lambda }\right)}^H{\underset{‾}{H}}_k^{\lambda }\right)}^{-1}$公式(4)

由于H_k^λ对于每个级是不同的，W_k^λ也对于每个级不同。从而，从发射天线k_n发送的符号流的匹配滤波器响应为W_k^λ中对应于发射天线k_n的列。

SIC接收机的级λ能够得出(N_T-λ+1)个检测符号流，如下

${\underset{‾}{\overset{^}{x}}}_k^{\lambda }={\left({\underset{‾}{W}}_k^{\lambda }\right)}^H{\underset{‾}{y}}_k^{\lambda }={\underset{‾}{x}}_k^{\lambda }+{\left({\underset{‾}{W}}_k^{\lambda }\right)}^H\underset{‾}{n}$公式(5)

其中，${\underset{‾}{\overset{^}{x}}}_k^{\lambda }={\left(\begin{array}{cccc}{\hat{x}}_{k_{\lambda }}& {\hat{x}}_{k_{\lambda +1}}& ...& {\hat{x}}_{k_{N_T}}\end{array}\right)}^T$和表示来自发射天线k_n的检测符号流。如公式(5)右侧所示，检测符号流包括发射符号流加滤波噪声(W_k^λ)^Hn，该滤波噪声通常与协方差矩阵$\Sigma ={\sigma }^2{\left({\underset{‾}{W}}_k^{\lambda }\right)}^H{\underset{‾}{W}}_k^{\lambda }$相关。

在次序k的级λ中，选择从发射天线k_λ发送的符号流以进行恢复。将来自发射天线k_λ的检测符号流表示为：

${\hat{x}}_{k_{\lambda }}={\underset{‾}{w}}_{k_{\lambda }}^H{\underset{‾}{y}}_k^{\lambda }=x_{k_{\lambda }}+{\underset{‾}{w}}_{k_{\lambda }}^H\underset{‾}{n}.$公式(6)

如公式(6)的右侧所示，检测符号流包括发射符号流加检测后或滤波噪声

将在次序k的级λ中恢复的检测符号流的检测后SNR，表示为：

${\mathrm{SNR}}_{k_{\lambda }}=\frac{1}{{\sigma }^2{\left|\right|{\underset{‾}{w}}_{k_{\lambda }}\left|\right|}^2}$公式(7)

其中，发射数据符号的期望方差等于1.0，为检测后噪声(其为)的方差。检测后SNR是用于去除来自其他符号流干扰的接收机处理之后对于检测符号流所实现的SNR。提高检测后SNR取决于以下事实，即公式(7)中的范数在每级中都减少。

上述分析还可基于其他空间或空时处理技术来执行。在2001年11月6日提交的题名为“Multiple-Access Multiple-InputMultiple-Output(MIMO)Communication System”的共同授让美国专利申请No.09/993,087中详细描述了迫零(CCMI)，MMSE，DFE和MMSE-LE技术。

该SIC接收机能够对恢复发射符号流的N_T！个可能次序的每一个进行评估。对于每个次序k，SIC接收机能够计算对于N_T个发射天线的一组N_T个检测后SNR。然后，SIC接收机能够基于一个或多个判据选择N_T！个可能次序中的一个次序加以使用。例如，该选择可基于总频谱效率。在此情形中，可将每个发射天线的检测后SNR转换成频谱效率，如下：

$C_{k_{\lambda }}={\log }_2(1+{\mathrm{SNR}}_{k_{\lambda }})={\log }_2(1+\frac{1}{{\sigma }^2{\left|\right|{\underset{‾}{w}}_{k_{\lambda }}\left|\right|}^2})$公式(8)

其中，表示发射天线k_λ的频谱效率，其在次序k的级λ中恢复。频谱效率等于由系统带宽归一化的数据速率，其单位为比特每秒每赫兹(bps/Hz)。可按下式计算次序k的所有N_T个发射天线的总频谱效率：

$C_{\mathrm{total},k}=\underset{\lambda =1}{\overset{N_T}{\Sigma }}{C}_{k_{\lambda }}=\underset{\lambda =1}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\log }_2(1+{\mathrm{SNR}}_{k_{\lambda }})$公式(9)

接收机能够计算出对于N_T！个可能次序中的每一个的总频谱效率。然后，接收机选择使用具有最高总频谱效率的次序(即，

将MIMO系统设计成支持一个离散数据速率的集合，它包括非零数据速率以及空或零数据速率。每个非零数据速率可与特定编码方案，特定调制方案等相关联。每个非零数据速率还与需要实现无衰落AWGN信道所需的性能等级(例如，1％的误包率)的特定最小SNR相关联。每个非零数据速率的所需SNR还可基于计算机模拟、经验测量等来确定，这一点是本领域所熟知的。还可使用查询表来存储所支持的数据速率及其所需SNR。

所选次序(例如，具有最高总频谱效率的次序)与N_T个发射天线的一个N_T个检测后SNR的集合相关联。能够从每个发射天线进行可靠发射的最高数据速率由该发射天线的检测后SNR来确定。特别是，每个发射天线的检测后SNR应等于或高于为该发射天线选择的数据速率的所需SNR。

利用选择分集，如果每个发射天线的检测后SNR低于MIMO系统所支持的最低非零数据速率r_min所需SNR，则可将其关闭。通过关闭不能支持最低非零数据速率的发射天线，可使从其他发射天线发送的符号流经受更少干扰，并能够获得更高检测后SNR。可实现在更高数据速率和/或更高可靠性方面的性能提高。

对于具有选择分集的SIC接收机，要对N_total个可能次序进行评估，其中，N_total＞N_T！，可按照如下方式进行计算N_total。对于N_T个发射天线，存在N_T个不同的天线配置，每个配置对应于打开特定数目的发射天线。在表的列1中给出了N_T个天线配置，在列2中给出了每个配置中激活的发射天线的数量。每个天线配置与一个或多个天线模式相关联，其中，每个天线模式表示打开哪些发射天线，关闭哪些发射天线。显然能够看出：(1)对于打开所有N_T个发射天线的配置，仅有一个天线模式，(2)对于打开(N_T-1)个发射天线的配置，有N_T个可能的天线模式，(3)对于打开(N_T-2)个发射天线的配置，有N_T(N_T-1)/2个可能的天线模式，等等，以及(4)对于仅打开一个发射天线的配置，有N_T个可能的天线模式。在表1的列3中给出了每个配置的天线模式的数量。

表1

  天线配  置  打开的发射  天线的数量  该配置的天  线模式数量  每个天线模  式的次序的  数量  该配置的次  序数量  1  N_T  1  N_T！  N_T！  2  (N_T-1)  N_T  (N_T-1)！  N_T！  3  (N_T-2)  N_T(N_T-1)/2  (N_T-2)！  N_T！/2  ...  ...  ...  ...  ...  (N_T-1)  2  N_T(N_T-1)/2  2！  N_T(N_T-1)  N_T  1  N_T  1！  N_T

对于每个天线模式，该天线模式的可能次序的数量取决于打开的激活的发射天线，而不依赖于关闭的非激活发射天线。从而，如上所述，对于打开所有N_T个发射天线的配置1，存在用于恢复该N_T个激活发射天线的N_T！个可能次序。对于打开(N_T-1)个发射天线的配置2，在配置2的每个天线模式中，存在用于恢复(N_T-1)个激活发射天线的(N_T-1)！个可能次序。对于打开(N_T-2)个发射天线的配置3，在配置3的每个天线模式中，存在用于恢复(N_T-2)个激活发射天线的(N_T-2)！个可能次序。对于其他配置，可以相似方式进行计算。对于打开一个发射天线的配置N_T，在配置N_T的每个天线模式中，仅有恢复单个激活发射天线的一个可能次序。在表1的列4中给出了每个配置的每个天线模式的次序数量。

每个天线配置的次序数量是通过将该配置的天线模式数量与该配置的每个天线模式的次序数量相乘而获得的。这在表1的列5中给出。然后，将表1的列5中的数量求和，可获得具有选择分集的可能次序总数N_total，如下：

N_total＝N_T！+N_T！+N_T！/2+...+N_T.(N_T-1)+N_T

可将其重写为如下形式：

$N_{\mathrm{total}}=(N_T!)·(1+\frac{1}{1!}+\frac{1}{2!}+...\frac{1}{(N_T-2)}+\frac{1}{(N_T-1)!})$公式(10)

不同的是，如果能够独立打开或关闭每个发射天线，则存在个可能的天线模式。例如，如果N_T＝4，则存在$2^{N_T}=16$个可能的天线模式，将其表示为“0000”，“0001”，“0010”，“0011”，...，和“1111”，其中，“1”表示打开的激活天线，“0”表示关闭的非激活天线。如果使用至少一个发射天线进行数据发射，则不对具有全零的模式进行评估。从而，需要评估总共为个激活天线模式。

对于打开N_act，m个发射天线的每个激活天线模式m，SIC接收机能够对用于恢复由N_act，m个激活发射天线发送的符号流的N_act，m！个可能次序进行评估。对于给定激活天线模式的N_act，m！个可能次序中的每一个，SIC接收机能够(1)获得在该模式m中对于各个激活发射天线的一组检测后SNR(可将对于关闭的发射天线的检测后SNR设置为零)以及(2)计算对于该次序/模式的总频谱效率。然后，SIC接收机能够在N_total个可能次序中选择具有最高总频谱效率的次序/模式。

具有选择分集的SIC接收机可基于以下伪代码对N_total个可能次序进行评估。

10    $\mathrm{Form}=1\mathrm{to}{2}^{N_T}-1$个激活天线模式

20    For k＝1 to N_act，m！个次序{

30    Forλ＝1 to N_act，m个级{

40    获得发射天线k_λ的检测符号流；

50    计算发射天线k_λ的检测后SNR；

60    计算发射天线k_λ的频谱效率；

70    }

80    计算模式m中次序k的总频谱效率；

90    }

100   选择具有最高总频谱效率的次序/模式

110   确定所选次序/模式的N_T个发射天线的数据速率

在上述伪代码中，每个激活天线模式m都限定N_act，m个激活发射天线和(N_T-N_act，m)个非激活发射天线的特定集合，其中，N_act，m取决于天线模式m。每个次序k都限定了恢复N_act，m个激活发射天线的特定顺序。可将该次序表示为其中，在该集合中不包括(N_T-N_act，m)个非激活发射天线，且k_λ为用于在次序k的级λ中进行恢复发射天线。不同的次序具有发射天线到该集合的不同映射。给定发射天线是否激活由激活天线模式m来确定。利用上述强行(brute-force)方法，对具有选择分集的SIC接收机的N_total个可能次序进行评估。

此处提供一种简化方法对至少N_T！个可能次序进行评估，以确定发射天线的数据速率以及对于具有选择分集的SIC接收机的最佳次序。这表示对强行方法所评估的N_total个可能次序进行大幅削减。这种简化是基于这样的定理，即，对于至少有一个发射天线具有零数据速率的任何特定次序，存在对于具有相同或更大吞吐量的所有发射天线均具有非零数据速率的另一次序。该定理表示，全1的激活天线模式(“111...1”)提供所有个激活天线模式中的最大吞吐量，且仅需对其进行评估。

出于简化目的，以下针对仅关闭一个发射天线的情形描述该定理的证明。为了进行证明，对发射天线给定1，2，...N_T的索引号，并基于次序{1，2，...N_T}进行恢复，其中，首先恢复发射天线1，最后恢复发射天线N_T。将发射天线i关闭，其中，1≤i≤N_T。将由N_T个发射天线所支持的数据速率表示为这些数据速率是基于发射天线的检测后SNR而获得。

对于SIC接收机，每个发射天线n所支持的数据速率仅取决于随后恢复的发射天{n+1，n+2，...N_T}的数据速率，而不取决于先前恢复的发射天线{1，2，...n-1}的数据速率。这种特性假设有效消除了因先前恢复的发射天线所带来的干扰，且不对发射天线n造成任何影响。基于这种特性，可对该原始次序中的N_T个发射天线进行重新设置，以便现将发射天线i作为第一天线，保留其他原始次序。该重新设置不会对(N_T-1)激活发射天线中的任何一个天线的数据速率造成影响。

继而，新天线次序为{i，1，2，...，i-1，i+1，...，N_T}且相关联的数据速率为对于该新次序，由于首先恢复发射天线i，所以只要能够无差错或低差错地恢复发射天线i且能够消除其干扰，则用于发射天线i的数据速率就不会对其他(N_T-1)个发射天线的数据速率产生影响。然后，可将非零数据速率用于发射天线i，且该数据速率依赖于其他(N_T-1)个发射天线的数据速率。这样，由具有关闭的发射天线i的原始次序所实现的数据速率也能够由发射天线i为非零速率的新次序实现。可按相似方式，将定理证明扩展到关闭多个发射天线的情形。

图3显示出了过程300的流程图，该过程300用于确定N_T个发射天线的数据速率以及用于确定具有选择分集的SIC接收机的次序。最初，将用于可能次序的索引变量k设置成1(步骤310)。使用SIC接收机处理对次序k进行估计，以获得对于N_T个发射天线的N_T个检测后SNR(步骤312)。然后，基于每个发射天线的检测后SNR确定其数据速率(步骤314)。每个发射天线的数据速率可为系统支持的各个离散数据速率中的一个数据速率。零数据速率被用于具有比最小所需SNR更差的检测后SNR的每个发射天线，其中最小所需SNR为系统所支持的最低非零数据速率所需的SNR。为次序k的N_T个发射天线获得N_T个数据速率，其中，N_T个数据速率中的任何速率均可为零数据速率。基于该N_T个数据速率，计算次序k的总数据速率(步骤316)。

然后，确定是否对所有次序进行了评估(步骤320)。如果回答为“否”，则更新次序索引变量k(步骤322)，流程返回到步骤312，以便评估下一个次序。对最多为N_T！个次序进行评估。如果对所有次序进行了评估，则基于其总数据速率选择其中一个评估次序(步骤330)。例如，所选次序可为在所有评估的次序中具有最高总数据速率的一个次序。

流程300可由接收机系统150执行，并可将所选次序的数据速率作为反馈信息发送到发射机系统110。或者或另外，流程300可由发射机系统110执行。在任何情形中，发射机系统110以所选次序的数据速率对多达N_T个符号流进行处理，并将这些符号流从N_T个发射天线发射出去。接收机系统150按照所选次序恢复这些发射符号流。

图4表示流程400的流程图，该流程400用于确定各个发射天线的数据速率以及确定具有选择分集的SIC接收机的次序。流程400是图3所示流程300的具体实施方式。最初，将次序索引变量k设置成1，将最佳总数据速率的变化量r_best设置为0(步骤410)。

为了评估次序k，首先确定用于恢复发射天线的顺序(步骤420)。将级索引变量λ被设置成1，总数据速率的变化量r_best被设置为0(步骤422)。对于每个级λ，首先对N_R个输入符号流y_k^λ执行空间或空时处理，以获得对于在该级中所要恢复的发射天线k_λ的检测符号流(步骤430)。这可通过以下内容实现：(1)基于简化信道响应矩阵H_k^λ，获得对于级λ的ZF均衡器响应矩阵W_k^λ，如公式(4)所示，以及(2)将输入符号流y_k^λ与发射天线k_λ的匹配滤波器矢量相乘，如公式(6)所示。然后，如公式(7)所示，计算发射天线k_λ的检测后SNR(步骤432)。基于其检测后SNR(例如，如公式(8)所示或使用查询表)，确定发射天线k_λ的数据速率(步骤434)。然后，将次序k的总数据速率更新为$r_{\mathrm{total}}=r_{\mathrm{total}}+r_{k_{\lambda }}$(步骤436)。

随后，确定是否恢复了次序k中的所有发射天线(步骤440)。如果回答为“否”，则估计因刚恢复的来自发射天线k_λ的符号流所造成的干扰，并将其从输入符号流y_k^λ中消除，以获得对于下一级的输入符号流y_k^λ+1(步骤442)。然后，将级索引变量更新为λ＝λ+1(步骤444)，流程返回到步骤430，以便恢复另一发射天线的另一符号流。

如果恢复了所有发射天线(即，对于步骤440回答为“是”)，则确定次序k的总数据速率是否高于迄今的最佳总数据速率(步骤450)。如果回答为“是”，则保存该次序k以及这些发射天线的数据速率并将最佳总数据速率设置成次序k的总数据速率(即，r_best＝r_total)(步骤452)。如果在步骤450中回答为“否”，则不保存次序k的结果。在任何情形中，接下来确定是否已经对所有次序进行了评估(步骤460)。如果回答为“否”，则将次序索引变量k更新为k＝k+1(步骤462)，流程返回到步骤420，以便对该新次序进行评估。否则，提供最佳次序和各个发射天线数据速率(步骤464)。然后，流程结束。

清楚起见，描述了针对MIMO系统执行具有选择分集的SIC接收机处理的技术。这些技术还可用于其他系统，例如，MIMO-OFDM系统。对于MIMO-OFDM系统，可使用OFDM处理从每个发射天线的所有子波段发射一个符号流。在接收机处，可对每个发射天线的每个子波段确定检测后SNR。可将每个发射天线的所有子波段的检测后SNR进行组合，以获得该发射天线的检测后SNR。然后，基于上述发射天线的检测后SNR，选择次序和数据速率。

发射机系统

图5表示发射机子系统500的框图，该发射机子系统500是图1中所示发射机系统110的发射机部分的实施例。对于该实施例，TX(发射)数据处理器120包括解复用器(Demux)510，N_T个编码器512a至512t，N_T个信道交织器514a至514t，N_T个符号映射部件516a至516t，和N_T个复用器(Mux)518a至518t(即，针对N_T个发射天线的每个天线的有一组编码器，信道交织器，符号映射部件，和复用器)。解复用器510将业务数据(即，信息位)解复用成多达N_T个数据流。为具有非零数据速率的每个发射天线提供一个数据流。以为该发射天线所选的数据速率提供每个数据流，如数据速率控制所示。

每个编码器512接收各自数据流，并基于所选编码方案(如编码控制所示)对其进行编码，从而提供编码位。编码提高了数据传输的可靠性。所选编码方案可包括CRC编码，卷积编码，turbo编码，块编码等的任何组合。每个编码器512向各个信道交织器514提供编码位，信道交织器514基于特定交织方案将编码位进行交织。如果交织依赖于数据速率，则控制器130向信道交织器514提供交织控制(如虚线所示)。这种交织提供编码位的时间，频率，和/或空间分集。

每个信道交织器514向各自的符号映射部件516提供交织位，符号映射部件516基于所选调制方案(如调制控制所示)对交织位进行映射(即，调制)，并提供调制符号。部件516将每组B个交织位构成一个组并形成一个B位二进制值，其中B≥1，此外，基于所选调制方案(例如，QPSK，M-PSK，或M-QAM，其中，M＝2^B)，将每个B位值映射成特定调制符号。每个调制符号均为由所选调制方案所定义的信号星座图中的一个复数值。每个符号映射部件516均向各自复用器518提供调制符号(或“数据符号”)，复用器518例如使用时分复用(TDM)或码分复用(CDM)将这些数据符号与导频符号复用在一起。复用器518a至518t向发射机部件122a至122t提供多达N_T个符号流，发射机部件122a至122t对这些符号流进行处理，以获得调制信号。还可使用发射机子系统500的其他设计，并这些设计也包含在本发明的范围内。

控制器130可对来自N_T个发射天线的数据传输执行多种功能。例如，控制器130可接收作为来自接收机系统150的反馈信息的N_T个发射天线的N_T个数据速率(其中，这些数据速率的其中一个或多个可为零)。然后，控制器130可生成用于TX数据处理器120内的处理部件的数据速率控制，编码控制，交织控制，和调制控制。或者，控制器130可接收信道响应估计，对可能次序进行评估，选择发射天线的次序和数据速率，并生成用于TX数据处理器120内的处理部件的各个控制。

接收机系统

图6表示接收机子系统600的框图，接收机子系统600是图1中所示接收机系统150的接收机部分的实施例。对于该实施例，RXMIMO/数据处理器160包括N_T个连续(即，级联)接收机处理级610a至610t，N_T个发射天线中的每个天线对应一个级。每个接收机处理级610(最后级610t除外)均包括空间处理器620，RX数据处理器630，和干扰消除器640。最后级610t仅包括空间处理器620t和RX数据处理器630t。

对于第一级610a，空间处理器620a接收N_R个接收符号流y，对接收符号流执行空间或空时处理(例如，迫零)，并为所选次序k中的第一发射天线提供检测符号流RX数据处理器630a还对检测符号流进行处理(例如，解调制，解交织，和解码)，以获得解码数据流该解码数据流为所要恢复的符号流的数据流的估计。

对于第一级610a，干扰消除器640接收N_R个接收符号流y和解码数据流干扰消除器640a执行处理(例如，编码，交织，和符号映射)以获得再调制符号流它是对刚恢复的符号流的估计。此外，对再调制符号流进行处理，以获得因刚恢复符号流所造成的干扰分量i_k¹的估计。然后，从第一级的输入符号流y中减去干扰分量i_k¹，以获得N_R个修改符号流y_k²，其包括除所消除的干扰分量外的所有符号流。然后，将修改符号流y_k²提供给第二级。

对于第二至最后级610b至610t的每一级，该级的空间处理器接收并处理来自前一级中干扰消除器的N_R个修改符号流y_k^λ，以获得该级的检测符号流然后，通过RX数据处理器对检测符号流进行处理，获得解码数据流对于第二至最后级的每一级，该级中的干扰消除器接收来自前一级中干扰消除器的N_R个修改符号流y_k^λ和来自同一级内RX数据处理器的解码数据流得出因在该级恢复的符号流所导致的N_R个干扰分量i_k^λ，并为下一级提供N_R个修改符号流y_k^λ+1。

在2002年4月9日提交的题名为“Ordered SuccessiveInterference Cancellation Receiver Processing for Multipath Channels”共同授让的美国专利申请No.[PA020280]中也描述了SIC接收机处理。

信道估计器650还接收N_R个接收符号流y，基于接收的导频符号估计信道响应矩阵H和噪声方差δ²，并提供信道响应估计和噪声估计(例如，和)。估计的信道响应矩阵用于所有级的空间或空时处理，如以上所述。控制器170接收信道响应和噪声估计，并对多达N_T！个可能次序进行评估，计算每个次序的检测后SNR的集合，确定最佳次序和所选次序的数据速率。存储器部件172存储所支持数据速率以及其所需SNR的查询表(LUT)660。查询表660由控制器170使用以基于每个发射天线的检测后SNR确定每个发射天线的数据速率。控制器170将所选次序提供给RX数据处理器160，并可将所选次序的数据速率作为反馈信息提供给发射机系统110。

此处所述用于支持具有选择分集的SIC接收机处理的技术可通过多种方式实施。例如，这些技术可采用硬件，软件或它们的组合来实现。对于硬件实施方式，可在一个或多个专用集成电路(ASIC)，数字信号处理器(DSP)，数字信号处理设备(DSPD)，可编程逻辑设备(PLD)，现场可编程门阵列(FPGA)，处理器，控制器，微控制器，微处理器，以及设计用于执行此处所述功能的其他电子部件，或它们的组合内，实现用于具有选择分集的SIC接收机处理的处理部件(例如，在发射机系统110处的TX数据处理器120和控制器130，在接收机系统150处的RX空间/数据处理器160和控制器170)。

对于软件实施方式，可在具有执行此处所述功能的模块(例如，程序，功能等)的发射机和接收机系统处，实现具有选择分集的SIC接收机处理。软件代码可存储在存储器部件(例如，图1中的存储器部件132和172)中，并且软件代码可由处理器(例如，控制器130和170)执行。存储器部件可实现在处理器内部或处理器外部，对于在处理器外部的情形，可通过本领域所公知的各种方式将存储器与处理器以可通信的方式连接起来。

通过以上给出的关于所披露实施例的描述，可使得本领域任何技术人员能够制造或使用本发明。本领域技术人员易于想到这些实施例的各种变型，在不偏离本发明精神和范围的条件下，可将此处限定的一般原理应用于其他实施例。从而，本发明并不意在限于此处所示的实施例，而是相当于与此处所披露的原理和新颖特征相一致的最宽范围。