用于交流电动机的电流调节器及电流控制方法和系统

摘要

本发明涉及用于交流电动机的电流调节器及电流控制方法和系统。提供了用于通过逆变器控制AC电动机的方法和系统。所述方法包括基于同步坐标电流确定延迟补偿偏差、基于同步坐标电流和指令电流产生电流误差、基于抗饱和偏差和所述电流误差产生电压误差、基于所述延迟补偿偏差和所述电压误差产生指令电压、以及给所述逆变器提供所述指令电压。

说明书

技术领域

[0001]本发明总地涉及控制交流(AC)电动机，尤其涉及用于AC电动机的电流控制的设备、系统和方法。

背景技术

[0002]同步坐标电流调节器通常用于AC电动机(例如三相电动机)的电流控制。通过在宽频范围上提供动态控制，同步坐标电流调节器适于许多工业应用。在传统电流调节器的数字化应用中，随着取样频率与AC电动机的基准频率或同步频率的比率降低，这些电流调节器的稳定性往往降低。例如，数字化应用中的延迟，使用脉宽调制(PMW)等在电压合成中增加的次谐波往往带来不稳定性。

[0003]为了在有限容量内产生高的扭矩，高极数电动机是有用的，尤其是对于混合动力车辆应用(例如，混合电动车等)。增加的极数通常增加了与AC电动机相关的基准频率，同时由于电源开关装置和处理器处理量的限制，通常限制了与电流调节相关的转换和取样频率。通常，在最高速度时，取样频率相对于基准频率的比率f_samp/f_fund可非常小(例如，小于约十(10)的比率)。

[0004]当该比率小于约十(10)时，离散时域控制器可对同步坐标电流调节器具有十分显著的影响。另外，由于数字延迟，与电流调节器相关的内部电流回路可能引起不稳定。当所述比率低于约二十一(21)时，与异步PWM相关的次谐波变得显著。

[0005]因此，期望提供控制AC电动机的方法和系统，其在增高的电动机速度下稳定电流调节。另外，期望提供AC电动机的电流调节方法和系统，其可以极低的取样频率相对于基准频率的比率进行操作。另外，结合附图及前面的技术领域和背景技术，从下面的详细描述和所附权利要求可清楚本发明的其它期望特征和特性。

发明内容

[0006]提供了用于控制AC电动机的方法和系统。所述AC电动机可基于指令电流操作以产生定子电流。在一个实施例中，提供的用于通过逆变器控制AC电动机的方法包括，但是不必限于：基于同步坐标电流确定延迟补偿偏差；基于所述同步坐标电流和所述指令电流产生电流误差；基于抗饱和偏差(anti-windup offset)、交叉耦合项和所述电流误差产生电压误差，所述抗饱和偏差与所述逆变器的预定电压极限相关联；基于所述延迟补偿偏差和所述电压误差产生指令电压；以及给所述逆变器提供所述指令电压。所述同步坐标电流从所述定子电流获得。

[0007]在另一实施例中，提供了一种用来通过响应于指令电流的指令电压来控制AC电动机的电流调节器。所述AC电动机可基于所述指令电压操作从而以基准频率产生定子电流。所述电流调节器包括，但是不必限于：构造成接收所述指令电流和同步坐标电流的输入；构造成提供所述指令电压的输出；以及耦接到所述输入和所述输出的处理器。所述同步坐标电流基于所述定子电流。所述处理器构造成以取样频率取样所述指令电流和所述同步坐标电流，并基于所述指令电流和所述同步坐标电流产生所述指令电压。所述指令电压对延迟和抗饱和偏差进行补偿，其中当所述取样频率相对于所述基准频率的比率降低时，所述延迟变得更加显著，并且所述抗饱和偏差与预定电压极限相关联。

[0008]在再一实施例中，提供一种用于控制AC电动机的系统。所述系统包括，但是不必限于：逆变器，其具有构造成耦接到所述AC电动机的输出；以及耦接到所述逆变器的控制器。所述逆变器构造成基于指令电压产生AC电压，且还构造成通过所述AC电压以基准频率驱动所述AC电动机。所述AC电动机基于所述AC电压产生定子电流。所述控制器具有取样频率，并且构造成基于指令电流和同步坐标电流产生指令电压。所述指令电压对延迟和抗饱和偏差进行补偿，其中当所述取样频率相对于所述基准频率的比率降低时，所述延迟变得更加显著。所述同步坐标电流基于所述定子电流，所述抗饱和偏差与预定电压极限相关联。

附图说明

[0009]下文中，结合附图描述本发明，其中相同的附图标记指的是相同的元件，并且

[0010]图1为根据本发明一个实施例的用于控制AC电动机的系统的框图；

[0011]图2为根据一个实施例的电流调节器的框图；

[0012]图3为根据本发明另一实施例的电流调节器的框图；

[0013]图4为示出根据一个实施例的电流调节的指令电流和实际电流的曲线图；以及

[0014]图5为根据本发明示例性实施例的用于控制AC电动机的方法的流程图。

具体实施方式

[0015]下面的详细描述实质上仅仅是示意性的，并不是限制本发明或本发明的应用和使用。另外，无意以前面技术领域、背景技术、摘要或下面的详细描述中的任何表述或暗示意见来限制范围。

[0016]提供了用于通过电流调节来控制AC电动机的系统、方法和电流调节器。在一个实施例中，使用具有主动阻尼电阻的复矢量电流调节来控制AC电动机。该电流调节利用电流预测、低通滤波和抗饱和偏差中的至少一种来改进AC电动机的控制。虽然这些示例性系统、电流调节器和方法是参考AC电动机描述的，但是这些系统、电流调节器和方法也可应用于其它电动机。

[0017]参考图1，示出了根据本发明一个实施例的用于控制AC电动机18的系统10。该系统10包括，但是不必限于，具有同步坐标电流调节器14的控制器12、具有耦接至电流调节器14输出的输入的转换模块20、以及具有耦接至转换模块20输出的输入且具有耦接至AC电动机18的输出的逆变器16(例如，脉宽调制(PWM)电压源逆变器)。通常，电流调节器14产生指令电压，并通过转换模块20将指令电压供向逆变器16。响应于指令电压，逆变器16产生用于驱动AC电动机18的AC电压。结果，在AC电动机18的绕组中产生定子电流。

[0018]在一个实施例中，电流调节器14产生直流(DC)笛卡尔指令电压(例如，d轴同步坐标指令电压和q轴同步坐标指令电压)。转换模块20将DC笛卡尔指令电压转换为三相AC指令电压(例如，第一相指令电压(v_as^*)、第二相指令电压(v_bs^*)和第三相指令电压(v_cs^*))，并将该三相AC指令电压供应向逆变器16。逆变器16基于用来驱动AC电动机18的电源电势(V_dc)和三相指令电压产生AC电压(例如，三相AC电压)。逆变器16还改变施加至AC电动机18的AC电压量(例如，逆变器16可使用PWM改变电压)，从而允许控制器12控制AC电动机电流。例如，逆变器16施加至AC电动机18的电压量可由调制指数表示，PWM可设置在预定调节指数界限之间。在一个实施例中，使用异步PWM来改变施加至AC电动机18的AC电压量，但是也可使用其它PWM技术。

[0019]系统10还包括将AC信号(例如，三相正弦定子电流(例如，i_as、i_bs和i_cs))转换为电流调节器14使用的DC笛卡尔信号(例如，d轴同步坐标定子电流(i_ds^r)和q轴同步坐标定子电流(i_qs^r))的反向转换模块22。在一个实施例中，包括反向转换模块22的检测器(未示出)可耦接到AC电动机18上，以取样AC信号并将这些及其它测量量(例如，来自多个系统输出)供应给控制器12。例如，检测器可测量电源电势(例如，电池电势或DC总线电压(V_dc))、相电流(例如，第一相定子电流(i_as)、第二相定子电流(i_bs)和第三相定子电流(i_cs)，但是对于没有中性线的Y型连接机械而言，测量相电流中的两个就足够了)、AC电动机18的电动机速度(ω_r)、AC电动机18的转子相位角(θ_r)等等。

[0020]控制器12执行一个或多个程序(例如，为最优化用于预定控制参数的指令电流，等等)以确定用来通过电流调节器14控制AC电动机18的操作输入(例如，修改的指令电流、指令电压、扭矩指令等等)。控制器12的一个或多个部分可实施为软件或固件、硬件，例如特定用途集成电路(ASIC)、电子电路、执行一个或多个软件或固件程序的处理器(共享、专用或组)和存储器、组合逻辑电路和/或其它适当组件或者它们的组合。在一个实施例中，控制器12分为与一个或多个控制器操作相关的一个或多个处理模块。例如，电流调节器14可实现为这些处理模块中的一个。虽然未示出，但是控制器12可包括其它模块，例如指令电流源、扭矩模块、磁场削弱电压控制模块等等。另外，控制器12的各种处理模块中的一个或多个以及控制器12的一个或多个操作可实施为驱动系统10的分离部分或者与传动系统10的其它部分结合。

[0021]为产生DC指令电压电流调节器14利用几个输入。在一个实施例中，除了d轴和q轴同步坐标定子电流(i_ds^r，i_qs^r)之外，还通过控制器12向电流调节器14提供：指令电流(例如，d轴同步坐标指令电流和q轴同步坐标指令电流)、因逆变器电压极限引起的箝位电压(例如，d轴同步坐标箝位电压(v_ds^r_Clamped)和q轴同步坐标箝位电压(v_qs^r_Clamped)，其中前者为d轴同步坐标指令电压减去逆变器的实际d轴同步坐标输出电压，后者为q轴同步坐标指令电压减去逆变器的实际q轴同步坐标输出电压)、以及前馈项(例如，d轴同步坐标前馈电压(v_ds^r_Feedforward)和q轴同步坐标前馈电压(v_qs^r_Feedforward))。

[0022]例如，控制器12可从控制器12的存储器中存储的指令电流表取回指令电流。指令电流表优选为对于一个或多个预定控制参数(例如，系统效率)进行优化，且可从用于最优化所需控制参数的任何数量的模型获得。另外，指令电流表可基于AC电动机18的电压和电流极限而预先确定，使得指令电流源向AC电动机18施加适当量的d轴和q轴电流，以产生所需扭矩(例如，具有高效率)和保持电流调节稳定性。逆变器电压极限可基于电源电压而预先确定，前馈项可通过控制器12基于d轴同步坐标定子电流(i_ds^r)和q轴同步坐标定子电流(i_qs^r)来确定。

[0023]图2为根据一个实施例的电流调节器30(例如，图1中所示的电流调节器14)的框图。电流调节器30为复矢量电流调节器，其具有d轴调节部分32和q轴调节部分34，这些部分交叉耦合。d轴调节部分32接收d轴同步坐标定子电流(i_ds^r)和d轴同步坐标指令电流q轴调节部分34接收q轴同步坐标定子电流(i_qs^r)和q轴同步坐标指令电流各调节部分32和34基于电压误差、延迟补偿偏差、比例项和前馈项产生同步坐标指令电压(例如，d轴同步坐标指令电压和q轴同步坐标指令电压)。电压误差至少部分地基于电流误差、交叉耦合项和抗饱和偏差。

[0024]为了产生延迟补偿偏差，各调节部分32和34包括，但是不必限于，具有用于接收同步定子电流(例如，分别为i_ds^r，i_qs^r)的输入的信号处理块(例如，分别为d轴信号处理块46和q轴信号处理块66)，和具有分别耦接至信号处理块46、66输出的输入的阻尼电阻块(R_damp)。d轴信号处理块46输出d轴延迟补偿电流(i^r_ds′)，且R_damp应用于i^r_ds′以产生d轴延迟补偿偏差。q轴信号处理块66输出q轴延迟补偿电流(i^r_qs′)，且R_damp应用于i^r_qs′以产生q轴延迟补偿偏差。

[0025]在一个实施例中，d轴信号处理块46从下式确定d轴延迟补偿电流(i^r_ds′)

${i_{\mathrm{ds}}^r}^{\prime }\left[k\right]=i_{\mathrm{ds}}^r\left[k\right]+T_{\mathrm{samp}}\frac{v_{\mathrm{ds}}^{r*}[k-1]-R_s{i}_{\mathrm{ds}}^{r*}\left[k\right]+{\omega }_r{\lambda }_q\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}{L_d\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}$(公式1)

q轴信号处理块66从下式确定q轴延迟补偿电流(i^r_qs′)

${i_{\mathrm{qs}}^r}^{\prime }\left[k\right]=i_{\mathrm{qs}}^r\left[k\right]+T_{\mathrm{samp}}\frac{v_{\mathrm{qs}}^{r*}[k-1]-R_s{i}_{\mathrm{qs}}^{r*}\left[k\right]-{\omega }_r{\lambda }_d\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}{L_q\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}$(公式2)

在公式(1)和(2)中，ω_r为AC电动机的基准频率(例如，同步频率)，λ_d和λ_q分别为d轴和q轴定子通量，所述定子通量为d轴和q轴同步坐标定子电流的函数，L_d和L_q为d轴和q轴定子感应系数，该感应系数也是d轴和q轴同步坐标定子电流的函数，T_samp为数字化控制的取样周期，k为取样时间(例如，整数)。

[0026]除了确定延迟补偿偏差之外，各调节部分32和34还分别通过加法块36、56将同步坐标指令电流(分别为)与同步坐标定子电流(分别为i_ds^r，i_qs^r)组合，以产生电流误差(分别为i_d error，i_q error)。例如，加法块36从减去i_ds^r以产生d轴电流误差(i_d error)，加法块56从减去i_qs^r以产生q轴电流误差(i_q error)。在该实施例中，除了电压误差之外，还利用电流误差来确定比例项和交叉耦合项。

[0027]对于各调节部分32和34，抗饱和偏差通过应用抗饱和增益(例如，分别为d轴抗饱和增益(K_ad)和q轴抗饱和增益(K_aq))与箝位电压(分别为v_ds^r_Clamped，v_qs^r_Clamped)来产生。加法块38、58将抗饱和偏差与调节部分32和34的相应电流误差组合。例如，加法块38从i_d error减去d轴抗饱和偏差，加法块58从i_q error减去q轴抗饱和偏差。分别向加法块38、58的输出应用积分增益(例如，d轴积分增益(K_id)和q轴积分增益(K_iq))，其结果分别通过另一加法块40、60与交叉耦合项组合。例如，加法块40从K_id的输出减去q轴交叉耦合项，加法块60从K_iq的输出加上d轴交叉耦合项。在该实施例中，q轴交叉耦合项通过将电动机速度(ω_r)和q轴比例增益(K_pq)应用于q轴电流误差(i_q error)而产生，d轴交叉耦合项通过将电动机速度(ω_r)和d轴比例增益(K_pd)应用于d轴电流误差(i_d error)而产生。

[0028]加法块40、60的输出分别通过积分器42、62积分，以产生电压误差。比例项通过将比例增益(例如，d轴比例增益(K_pd)和q轴比例增益(K_qd))应用于相应的电流误差而产生。例如，d轴比例项通过将K_pd应用于i_d error而产生，q轴比例项通过将K_qd应用于i_q error而产生。为产生d轴同步坐标指令电压加法块44将积分器42的输出与K_pd的输出和v_ds^r_Feedforward加在一起，并减去d轴延迟补偿偏差。为产生q轴同步坐标指令电压加法块64将积分器62的输出与K_pq的输出和v_qs^r_Feedforward加在一起，并减去q轴延迟补偿偏差。

[0029]图3为根据本发明另一实施例的电流调节器70的框图。参考图2和图3，除了产生滤波交叉耦合项的低通滤波器76和78之外，电流调节器70具有与电流调节器30相类似的组件。例如，在应用ω_r和K_pd之前，第一低通滤波器76滤波i_q error，在应用ω_r和K_pq之前，第二低通滤波器78滤波i_d error。

[0030]使用中，由于电流传感器、电子电路、PWM波动等产生的电子噪声，数字化取样电流(例如，i_as、i_bs、i_cs)可能具有与真实电流值混合在一起的噪声。为了减轻因取样电流中的噪声引起的电流控制动态的潜在退化，在电流调节器70的交叉耦合线路内引入低通滤波器76和78以滤波这种噪声。

[0031]当取样频率相对于基准频率的比率低于约21时，由异步PWM产生的次谐波可能在传统的电流调节器中变得显著。复矢量电流调节器30、70在宽频范围内提供了平稳的性能，并且改进了参数变化和次谐波干扰的鲁棒性。另外，低通滤波器76和78最小化了电流感测中噪声引起的潜在退化。对于高极数AC电动机，增加的极数可能导致取样频率相对于基准频率的比率小(例如，小于约十(10))。在取样频率相对于基准频率的比率降低(例如，由于电动机速度增大)低于一小值(例如，小于约十(10))时，可能在高速时出现的不稳定性通过延迟补偿偏差而被稳定。例如，信号处理块46和66补偿可能由控制器12的数字化实施而引入的延迟。

[0032]图4为示出根据图2实施例的电流调节的指令电流80、84和实际电流82、86的曲线图。参考图2和图4，控制器12和电流调节器30利用异步PWM，在该实施例中取样频率或转换频率相对于基准频率的比率约为六(6)。示出了随时间变化的q轴同步坐标指令电流80(例如，)、取样的q轴同步坐标定子电流(例如，i_qs^r)、d轴同步坐标指令电流84(例如，)和取样的d轴同步坐标定子电流86(例如，i_ds^r)。在时间T₀，响应于分步扭矩指令，d轴和q轴同步坐标电流指令逐步改变。尽管所述比例极低，d轴和q轴同步坐标定子电流86、82也使用电流调节器30分别追踪d轴和q轴同步坐标指令电流84、80。

[0033]图5为根据本发明具体实施例的用于控制AC电动机的方法100的流程图。AC电动机可基于指令电流操作以产生定子电流。基于同步坐标电流确定延迟补偿偏差，如步骤105所示。从定子电流获得所述同步坐标电流。在一个实施例中，逆变器具有取样周期和阻尼电阻，延迟补偿电流基于所述取样周期和同步坐标电流来预测。然后基于所述延迟补偿电流和阻尼电阻来确定延迟补偿偏差。

[0034]在一个实施例中，参考图1、图2和图5，AC电动机18可基于d轴指令电流(例如，)和q轴指令电流(例如，)来操作。在该实施例中，d轴延迟补偿电流(例如，i^r_ds′)基于取样周期(例如，T_samp)和d轴同步坐标电流(例如i_ds^r)来预测，q轴延迟补偿电流(例如，i^r_qs′)基于取样周期和q轴同步坐标电流(例如i_qs^r)来预测。d轴延迟补偿偏差基于d轴延迟补偿电流和阻尼电阻(例如，R_damp)来确定，q轴延迟补偿偏差基于q轴延迟补偿电流和阻尼电阻来确定。在另一实施例中，d轴延迟补偿电流基于d轴同步坐标电流和第一取样因数来计算，q轴延迟补偿电流基于q轴同步坐标电流和第二取样因数来计算。第一取样因数基于AC电动机18的q轴定子通量(例如，λ_q)和AC电动机的d轴定子感应系数(例如，L_d)，第二取样因数基于AC电动机的d轴定子通量(例如，λ_d)和AC电动机的q轴定子感应系数(例如，L_q)。q轴定子通量、d轴定子通量、d轴定子感应系数和q轴定子感应系数每个都为d轴指令电流和q轴指令电流的函数。

[0035]在数字化应用中，例如，从下式计算d轴延迟补偿电流(i^r_ds′[k])

${i_{\mathrm{ds}}^r}^{\prime }\left[k\right]=i_{\mathrm{ds}}^r\left[k\right]+T_{\mathrm{samp}}\frac{v_{\mathrm{ds}}^{r*}[k-1]-R_s{i}_{\mathrm{ds}}^{r*}\left[k\right]+{\omega }_r{\lambda }_q\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}{L_d\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}$

从下式计算q轴延迟补偿电流(i^r_qs′[k])

${i_{\mathrm{qs}}^r}^{\prime }\left[k\right]=i_{\mathrm{qs}}^r\left[k\right]+T_{\mathrm{samp}}\frac{v_{\mathrm{qs}}^{r*}[k-1]-R_s{i}_{\mathrm{qs}}^{r*}\left[k\right]-{\omega }_r{\lambda }_d\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}{L_q\left(i_{\mathrm{ds}}^{r*}\right[k],i_{\mathrm{qs}}^{r*}[k\left]\right)}$

在该实例中，为d轴指令电流，i^r_ds[k]为基于d轴指令电流产生的d轴同步坐标电流，为q轴指令电流，i^r_qs[k]为基于q轴指令电流产生的q轴同步坐标电流，T_samp为取样周期，为基于的d轴指令电压，为基于的q轴指令电压，R_s为AC电动机18的等效定子电阻，ω_r为AC电动机的基准频率，为AC电动机的d轴定子通量，为AC电动机的q轴定子通量，为AC电动机的d轴定子感应系数，为AC电动机的q轴定子感应系数，k表示取样时间(例如，整数)。

[0036]电流误差(例如，i_d erro和i_q error)基于同步坐标电流和指令电流产生，如步骤110所示。然后由积分器基于抗饱和偏差和电流误差产生电压误差，如步骤115所示。抗饱和偏差与逆变器的箝位电压(例如，v_ds^r_Clamped和v_qs^r_Clamped)相关联。在一个实施例中，向箝位电压应用预定增益(例如，K_ad和K_aq)以产生抗饱和偏差，并从电流误差减去抗饱和偏差(例如，通过加法块38和58)。

[0037]指令电压基于延迟补偿偏差和电压误差产生，如步骤120所示。在一个实施例中，电压误差(例如，积分器42和62的各输出)与前馈项(例如，分别为v_ds^r_Feedforward和v_qs^r_Feedforward)、比例项(例如，分别为K_pd和K_pq的输出)及延迟补偿偏差(例如，R_damp的各输出)组合，以产生指令电压(例如，分别为和)。电流误差(例如，i_d error和i_q error)与抗饱和偏差(例如，分别为K_ad和K_aq的输出)组合以产生第一项，向该第一项应用增益(例如，分别为K_id和K_iq)以产生第二项，该第二项与交叉耦合项(例如，分别为K_pd和K_pq的输出)组合(例如，分别通过加法块40和60)以产生第三项，将该第三项积分(例如，分别通过积分器42和62)以产生电压误差。在另一实施例中，对q轴电流误差(例如，i_q error)进行低通滤波以产生q轴交叉耦合项(例如，K_pq的输出)，对d轴电流误差(例如，i_d error)进行低通滤波以产生d轴交叉耦合项(例如，K_pd的输出)。

[0038]然后，给逆变器(例如，逆变器16)提供指令电压(例如，和)，如步骤125所示。

[0039]尽管在前面的详细描述中已经展示了至少一个具体实施例，但是应当理解存在大量的变形。还应当理解，其具体实施例仅仅是示例性的，并不是以任何方式限制本发明的范围、应用或结构。相反，前面的详细描述给本领域的技术人员提供了执行所述具体实施例的方便路途。应当理解，在不脱离所附权利要求及其合法等效物限定的范围的情况下，可就功能和元件布置进行各种变化。