接收CBOC或TMBOC展开波形调制的无线电导航信号的接收方法和接收器

摘要

为了接收由调制波形调制的无线电导航信号，调制波形包括分量BOC(n

说明书

技术领域

本发明分别涉及用于接收由CBOC(复合二进制偏移载波)和TMBOC(时间多工式二进制偏移载波)展开波形调制的无线电导航信号的一种接收方法以及一种接收器。

背景技术

如GPS(全球定位系统)、Galileo、GLONASS、QZSS、Compass、IRNSS等卫星定位系统使用被称作“展开频谱”的经调制的导航信号。这些信号主要传送由周期性地重复出现的数字序列形成的伪随机码，这些伪随机码的主要功能是允许码分多址(CDMA)以及对由卫星发送的信号的传播时间进行精确测量。附带地，卫星定位信号也可以传送有用数据。

在GPS的情况下，在中心频率为1575.42MHz的频带L1以及中心频率为1227.6MHz的频带L2中传送导航信号。在GPS的现代化过程中，将会添加中心频率为1176.45MHz的频带L5。伽利略星座(Galileo constellation)的卫星在频带E2-L1-E1(中间频带部分L1与GPS的频带L1相同)，E5a(根据伽利略术语，由用于GPS的频带L5表示)、E5b(中心频率为1207.14MHz)和E6(中心频率为1278.75MHz)中传送信号。

通过对中心频率(载波)进行调制来形成导航信号。已经设置了或者至少考虑了用于实现导航信号的各种调制方案。为了保证GPS和Galileo系统之间的互操作性和兼容性，美国和欧盟在涉及由这两个系统使用的频带L1中的信号调制方案的某些方面达成一致。关于提出的调制方案的更多细节可以从出版物《MBOC：TheNew Optimized Spreading Modulation Recommended for GALILEOL1OS and GPS L1C》，Hein等，InsideGNSS，2006年5月/6月，pp.57-65中获得。

已知一种被选作用于调制Galileo OS L1信号的候选的调制方案之一被称作“TMBOC调制”。此外，这类型的调制已经被选定用于GPS L1C信号。用于调制载波的TMBOC展开波形可以被描述为多段第一波形BOC(n₂，m)与多段第二波形BOC(n₁，m)的交替连接，其中n₁＞n₂。“BOC”表示双向偏移的载波调制，该缩写词来自术语“二进制偏移载波”。通常，BOC(n，m)是时间t的函数，被定义为：

BOC(n，m)(t)＝C_m(t)·sign[sin(2πf_sct)]，            (1)

其中，C_m(t)是具有m×1,023Mcps碎片率(码片率)的伪随机码，C_m(t)取+1或-1，并且f_sc为n×1,023MHz的频率。关于n和m的条件是比率2n/m为整数。TMBOC_m(n₁，n₂)被定义为：

${\mathrm{TMBOC}}_m(n_1,n_2)\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}{C}_m\left(t\right)·\mathrm{sign}\left[\sin \left(2\pi f_{n2}t\right)\right],& \mathrm{sit}\in S2\\ C_m\left(t\right)·\mathrm{sign}\left[\sin \left(2\pi f_{n1}t\right)\right],& \mathrm{sit}\in S1\end{array}\right),---\left(2\right)$

其中，f_n1＝n₁×1,023MHz，f_n2＝n₂×1,023MHz，其中S1是多段“BOC(n₁，m)”的集合并且S2是多段“BOC(n₂，m)”的集合，S1和S2在时间轴上互补，并且其中C_m(t)是信号的伪随机码，具有m×1,023Mcps的码片率，并且取值+1或-1。对于GPS L1C和Galileo OS L1信号，如有必要，将会具有m＝1，n₂＝1并且n₁＝6。在多段“BOC(1，1)”长度和多段“BOC(6，1)”长度之间的比确定信号的功率怎样在它的两个分量之间分布。

用于调制Galileo OS L1信号的另一个候选调制方案已知地被称为“CBOC调制”。用于调制载波的展开波形CBOC是第一波形BOC(n₂，m)和第二波形BOC(n₁，m)的线性组合。在这种情况下，CBOC_m(n₁，n₂)波形可以写为：

CBOC_m(n₁，n₂)(t)＝V·BOC(n₂，m)(t)+W·BOC(n₁，m)(t)，        (3)

其中，V和W是定义分量BOC(n₂，m)和BOC(n₁，m)的相对加权的实参数。在CBOC波形的情况下，两个分量BOC具有相同的伪随机码。如果这个调制被选定用于Galileo OS L1，将会有m＝1，n₁＝6和n₂＝1。图1示出了调制波形CBOC(6，1)10。

为了在接收器中确定由卫星发送的信号的传导时间(伪距)，信号的接收方法包括相关步骤。在技术领域中，已知将调制无线电导航信号的波形与该调制波形的本地复制进行关联。调制波形理论上具有未知阶段，必须对该阶段进行确定以计算接收器的位置。所述方法以重复的方式正常地展开，并且从调制波形的未知阶段的初始评估开始。因此，在接收器中产生调制波形的即时本地复制，即调制波形的拷贝，该复制调制波形的阶段对应于评估，然后该调制波形的复制与调制波形进行关联。相似地，产生调制波形的一个或一些偏移本地复制，即调制波形的一个或多个拷贝的阶段相对于评估早或者晚。这个或这些偏移本地复制也与调制波形进行关联。因此，这些相关的结果用于改善调制波形的阶段的评估。然后，反复使用该方法直到可以确定阶段具有了足够的精确度。

在欧洲专利申请EP 1681773中，描述了CBOC类型的调制波形情况下的接收方法。因此，将由CBOC波形调制的输入信号与该CBOC波形的本地复制进行关联。该解决方案意味着在接收器处产生CBOC复制。因此，需要在关联器的输入端安装四级量化，这需要至少一个具有2比特的结构。同样的专利申请还涉及第二种方法：在该方法中，在输入信号和第一分量BOC的本地复制之间进行关联，以及在输入信号和第二分量BOC的本地复制之间进行另一个关联。然后，组合两个关联的结果。在该第二种方法中，本地复制是一比特，这相对于第一个解决方案是有利地。所付的代价是两倍于第一解决方案的相关操作，此外所有的东西都一样。

法国专利申请0605551提出了一种用于接收CBOC信号的方法以及一种用于接收CBOC信号的改良接收器，该CBOC信号具有分量BOC(n₁，m)和分量BOC(n₂，m)，其中n₂＜n₁。为了在持续时间T的时间间隔上在本地波形和由卫星传播的CBOC波形之间进行关联，该申请提出产生二进制波形形式的本地波形(在图2中用标号12表示)，在所述时间间隔上，该二进制波形由包括至少一段BOC(n₁，m)波形14和至少一段BOC(n₂，m)波形16的交替连接构成，所述至少一段BOC(n₁，m)波形14具有总持续时间αT，α严格地包含在0和1之间，所述至少一段BOC(n₂，m)波形16具有总持续时间(1-α)T。尤其地，该方法不涉及多于两级的波形，并且不再需要更多的关联器。

图3示出了接收器的接收信道的简化示意图，该接收器适用于实现FR 06 05551中描述的方法。应当注意，相同的本地二进制波形S_LOC用于实现不同的关联。

当应用FR 06 05551中描述的方法时，尤其在m＝1，n₁＝6和n₂＝1的情况下，观察到如果α增大，即在本地波形S_LOC中如果增大分量CBOC(6，1)的份额而减小CBOC(1，1)的份额，则比例C/N₀(载波的功率C与噪声频谱密度N₀的比)的衰减变得更严重，这使得信号的接收更难。根据参数α的值，比例C/N₀的衰减在图4中被表示为两种类型的CBOC调制波形(一种是占分量BOC(6，1)中的总功率的十一分之一，另一种是占十一分之二，该功率分配是示例性的)。相反地，如果α增大，则还观察到同步性能(“跟踪性能”)以及更好的抗多径性能。

发明内容

本发明的目的是提供一种新的用于接收由展开波形调制的无线电导航信号的接收方法。

为了接收由调制波形调制的无线电导航信号，调制波形包括分量BOC(n₁，m)和分量BOC(n₂，m)，n₂严格小于n₁，在持续时间T的时间间隔上，在即时本地波形和调制波形之间进行关联，并且在偏移本地波形(早或晚)和该调制波形之间进行关联。根据本发明，即时本地波形以二进制波形的形式产生，在该时间间隔上，该即时本地波形包括该时间间隔上的总持续时间(1-α_A)T的至少一段波形BOC(n₂，m)，α_A是大于或等于0且严格小于1的参数。同样根据本发明，偏移本地波形以二进制波形的形式产生，在该时间间隔上，该偏移本地波形包括该时间间隔上的总持续时间α_BT的一段波形BOC(n₁，m)，α_B是严格大于0且小于或等于1的参数，α_A不同于α_B。除了α_A＝0的情况之外，在该时间间隔上，即时本地波形包括至少一段波形BOC(n₁，m)；该至少一段波形的总持续时间是α_AT。除了α_B＝1的情况之外，在该时间间隔上，偏移本地波形包括至少一段波形BOC(n₂，m)；该至少一段波形的总持续时间是(1-α_B)T。由于α_A不同于α_B，即时本地波形和偏移本地波形通过BOC(n₁，m)段和BOC(n₂，m)段的份额存在差别。根据本发明，因此可以分开地对即时波形和偏移波形进行调整，以便实现无线电导航信号的改良接收。在一定程度上，这可以在保留二进制本地波形的优点的同时，放开比例C/N₀的衰减的同步性能的改善。

在α_A＝0的特殊情况下，即时本地波形是在该关联时间间隔上的复合波形的分量BOC(n₂，m)的本地复制。基本上，α_B的值可以在上述限定范围内自由选择，然而优选地是在该范围的上面部分中(例如0.8至1之间)选择。

在α_B＝1的特殊情况下，偏移本地波形是在该时间间隔上的复合波形的分量BOC(n₁，m)的本地复制。基本上，α_A的值可以在上述的限定范围内自由选择，然而优选地是在该范围的下面部分中(例如0至0.2之间)选择。

优选地，参数α_A的值基本上小于参数α_B的值。满足两个条件α_A＝0和α_B＝1的情况被认为是尤其有利地。

偏移本地波形可以包括早本地波形和/或晚本地波形和/或早本地波形和晚本地波形之间的差。根据本发明的优选实施例，在接收器的即时信道上(在输入调制波形和即时二进制本地波形之间)执行关联，在接收器的“晚”信道上(在输入调制波形和晚二进制本地波形之间)执行关联，在接收器的“早”信道上(在输入调制波形和早二进制本地波形之间)执行关联。根据本发明的另一个优选实施例，在第一信道上，在输入调制波形和即时二进制本地波形之间执行关联，以及在第二信道上，在输入调制波形与早二进制本地波形和晚二进制本地波形之差之间执行关联。

应当注意，根据本发明的方法尤其有利地用于接收由CBOC类型的调制波形调制的无线电导航信号，该CBOC类型的调制波形包括分量BOC(n₁，m)和分量BOC(n₂，m)的实参数的线性组合。然而，该方法还可以用于接收由TMBOC类型的调制波形调制的无线电导航信号，该TMBOC类型的调制波形包括多段分量BOC(n₁，m)和多段分量BOC(n₂，m)的交替连接。因此，适合应用该方法的接收器还可以接收根据CBOC方案调制的信号以及根据TMBOC方案调制的信号，这保证了GPS L1C/Galileo OS L1的互操作性，即使CBOC调制图案被选定用于Galileo OS L1。

有利地，用于实施该方法的接收器包括：本地波形发生器，用于产生即时本地波形和偏移本地波形；关联器，用于在持续时间T的时间间隔上，在即时本地波形和调制波形之间进行关联，以及在偏移本地波形(早或晚)和该调制波形之间进行关联。这些本地波形发生器被设置为用于产生二进制波形形式的即时本地波形，在该时间间隔上，该即时本地波形包括该时间间隔上的总持续时间(1-α_A)T的至少一段波形BOC(n₂，m)，α_A是大于或等于0且严格小于1的参数，以及被设置为用于产生二进制波形形式的该偏移本地波形，在该时间间隔上，该偏移本地波形包括该时间间隔上的总持续时间α_BT的至少一段波形BOC(n₁，m)，α_B是不等于α_B的参数并且严格大于0且小于或等于1。

优选地，该接收器包括：即时本地波形发生器；偏移本地波形发生器；第一关联器，配有用于对该调制波形和来自即时本地波形发生器的即时本地波形进行混频的混频器；以及第二关联器，配有用于对该调制波形和来自偏移本地波形发生器的偏移本地波形进行混频的混频器。

附图说明

参考附图，通过以下有利实施例的示意性地详细描述，本发明的特征和优点将会显现出来：

图1是CBOC(6，1)波形的按照时间变化的示意图；

图2是由多段BOC(6，1)和BOC(1，1)连接而成的本地二进制波形按照时间变化的示意图；

图3是在即时关联器和偏移关联器中使用相同的二进制本地波形的接收器的原理图；

图4是对于图3中的接收器，比例C/N₀的衰减按照参数α变化的示意图；

图5是对于图3中的接收器，编码的跟踪误差按照比例C/N₀变化的示意图；

图6是适用于实施新方法的接收器的原理图；

图7是适用于实施新方法的另一个接收器的原理图；

图8是对于新方法，在α_A＝0、α_B为不同的值的条件下进行比较的情况下，编码的跟踪误差按照比例C/N₀变化的示意图；

图9是对于新方法，在α_A＝0、α_B为不同的值的条件下进行比较的情况下，鉴频器的输出按照输入信号编码和本地编码之间的时间差而变化的示意图。

具体实施方式

图1示出了CBOC(6，1)波形10，定义为：

CBOC(6，1)(t)＝V·BOC(1，1)(t)-W·BOC(6，1)(t)            (4)

其中V和W是加权因子。此处，伪随机码的码片率被固定为1，这使得我们能够从公式(1)-(3)引入的符号中省略指标“m”。

对于Galileo OS L1信号，考虑不同值的V和W，这依靠该信号的多路传送方案。例如，使用符号CBOC(6，1，1/11)，CBOC(6，1，2/11)。指标“1/11”和“2/11”表示用于无线电导航信号的多路传送方案并且参考于分量BOC(1，1)和BOC(6，1)的一定的加权。对于CBOC(6，1，1/11)，V＝0.383998且W＝0.121431；对于CBOC(6，1，2/11)，V＝0.358235并且W＝0.168874。有时，符号“+”“-”用于表示在公式(4)中系数W是否为“+”或“-”：例如CBOC(6，1，1/11，-)或CBOC(6，1，1/11，+)。

为了可以更好地说明本发明的优点，在无线电导航信号的接收方法的情况中将会首先讨论比例C/N₀的衰减、同步性能和抗多径，在即时关联信道和偏移关联信道上该接收方法使用相同的本地二进制波形12，该本地二进制波形在持续时间T的关联时间间隔上由包括至少一段BOC(6，1)波形14和至少一段BOC(1，1)波形16的交替连接构成，该至少一段BOC(6，1)波形14具有总的持续时间αT，α严格地包含在0和1之间，该至少一段BOC(1，1)波形16具有总的持续时间(1-α)T。将会标注β＝1-α并且s_LOC(α)为本地二进制波形。

图3中示出的接收器包括关联器18.1-18.6，每个关联器都具有混频器20.1-20.6，该混频器用于对CBOC类型的输入信号和图2中所示类型的本地二进制波形s_LOC的拷贝进行混频，并且每个关联器都具有积分器22.1-22.6，该积分器对混频信号进行积分并且产生输出信号。第一关联器18.1(即“早”积分器)提供本地二进制波形s_LOC的“早”拷贝和输入信号CBOC(t-τ)的同相部分的关联值I_E，SLOC(α)(τ是所接收信号的伪随机码的相位，是τ的估算，Δ是码片的持续时间，n确定码片持续时间的小部分，其中，本地二进制波形的拷贝相对于估算早)。第二关联器18.2是“即时”关联器，其提供本地二进制波形的即时拷贝和输入信号CBOC(t-τ)的同相部分的关联值I_P，SLOC(α)。第三关联器18.3是“晚”关联器，其提供本地二进制波形s_LOC的“晚”拷贝和输入信号的同相部分的关联值I_L，SLOC(α)。关联器18.4提供本地二进制波形s_LOC的“早”拷贝和输入信号CBOC(t-τ)的正交部分的关联值Q_E，SLOC(α)。关联器18.5提供本地二进制波形的即时拷贝和输入信号的正交部分的关联值Q_P，SLOC(α)。关联器18.6提供本地二进制波形s_LOC的“晚”拷贝和输入信号CBOC(t-τ)的正交部分的关联值Q_L，SLOC(α)。

因此，在关联器的输出端获得：

$I_{X,\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}=\left(\begin{array}{c}({\mathrm{\beta VR}}_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{1,1}\right)}({ϵ}_{\tau }+{\delta }_X)-(\mathrm{\beta W}+\mathrm{\alpha V})R_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{1,1}\right)/\mathrm{BOC}\left(\mathrm{6,1}\right)}({ϵ}_{\tau }+{\delta }_X)\\ +\alpha {\mathrm{WR}}_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{6,1}\right)}({ϵ}_{\tau }+{\delta }_X))\cos \left({ϵ}_{\phi }\right)+r_{X,\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}\end{array}\right)---\left(5\right)$

$Q_{X,\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}=\left(\begin{array}{c}({\mathrm{\beta VR}}_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{1,1}\right)}({ϵ}_{\tau }+{\delta }_X)-(\mathrm{\beta W}+\mathrm{\alpha V})R_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{1,1}\right)/\mathrm{BOC}\left(\mathrm{6,1}\right)}({ϵ}_{\tau }+{\delta }_X)\\ +\alpha {\mathrm{WR}}_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{6,1}\right)}({ϵ}_{\tau }+{\delta }_X))\sin \left({ϵ}_{\phi }\right)+r_{X,\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}\end{array}\right),---\left(6\right)$

其中，“X”表示所考虑的关联信道(X＝L：晚关联信道，X＝P：即时关联信道，X＝E：早关联信道)，R_BOC(1，1)是BOC(1，1)波形的自关联函数，R_BOC(6，1)是BOC(6，1)波形的自关联函数，R_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}是BOC(1，1)波形和BOC(6，1)波形之间的关联函数，ε_τ是由输入信号的伪随机码相位τ估算的本地伪随机码的相位与相位τ之间的差，是由输入信号的载波相位估算的本地信号的载波相位与相位之间的差，X＝E时δ_X＝-Δ/n，X＝P时δ_X＝0，X＝E时δ_X＝+Δ/n，r表示关联器输出端的噪声。

下面将会考虑公式(4)定义的CBOC波形与本地二进制波形s_LOC(α)的关联R_{CBOC/SLOC(α)}：

R_{CBOC/SLOC(α)}(t)＝(βVR_BOC(1，1)(t)-(βW+αV)R_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(t)+αWR_BOC(6，1)(t))(7)

本地二进制波形s_LOC(α)的自关联函数R_SLOC(α)可以近似为：

R_SLOC(α)(t)＝βR_BOC(1，1)(t)+αR_BOC(6，1)(t)，                            (8)

并且CBOC函数的自关联函数R_CBOC写为：

R_CBOC(t)＝(V²R_BOC(1，1)(t)-2VWR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(t)+W²R_BOC(6，1)(t)).    (9)

比例C/N₀的衰减可以表示为：

${\mathrm{deg}}_{C/N0}\left(\alpha \right)=\frac{{\left(R_{\mathrm{CBOC}/\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}\left(0\right)\right)}^2}{{\left(R_{\mathrm{CBOC}}\left(0\right)\right)}^2}=\frac{{(V+\alpha (W-V))}^2}{{(V^2+W^2)}^2}$

这意味着α的值越大，相对于将CBOC复制用作本地波形的情况的关联信号的损耗越严重。对于接收信号CBOC(6，1，1/11)(曲线24)和接收信号CBOC(6，1，2/11)(曲线26)，比例C/N₀的衰减在图4中示出。注意到，为了获得小于3dB的比例C/N₀的衰减，应该在0到0.4的范围内选择α。

在关联器输出端的值循环使用以便极小化ε_τ的值。例如可以计算标量乘积D鉴频器(点积鉴频器)：

D＝(I_E，SLOC(α)-I_L，SLOC(α))I_P，SLOC(α)+(Q_E，SLOC(α)-Q_L，SLOC(α))Q_P，SLOC(α)        (10)

合成编码的跟踪的理论误差表示为：

${\sigma }_{\mathrm{DP},\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}^2=\frac{B_L(1-\mathrm{0,5}{B}_{L}T){\tilde{R}}_{\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}\left(d\right)}{\frac{P}{2N_0}{\left({\frac{d{\tilde{R}}_{\mathrm{CBOC}/\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}\left(x\right)}{\mathrm{dx}}|}_{x=\frac{d}{2}}\right)}^2}(1+\frac{{\tilde{R}}_{\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}\left(0\right)}{\frac{\mathrm{PT}}{N_0}{\tilde{R}}_{\mathrm{CBOC}/\mathrm{SLOC}\left(\alpha \right)}^2\left(0\right)}),---\left(11\right)$

其中，被滤除的自关联函数为：

${\tilde{R}}_X\left(x\right)=\underset{-B}{\overset{+B}{\int }}{\left|G_X\left(f\right)\right|}^2{e}^{-2\mathrm{i\pi fx}}\mathrm{df}---\left({11}^{,}\right)$

并且滤除的互关联函数为：

${\tilde{R}}_{X/Y}\left(x\right)=\underset{-B}{\overset{+B}{\int }}{G}_X\left(f\right)G_Y^{*}\left(f\right)e^{-2\mathrm{i\pi fx}}\mathrm{df}.---\left({11}^{,,}\right)$

在上述公式(11)-(11”)中，B表示高通滤波器HF的带宽(这里滤波器假设为矩形)，B_L是DLL循环滤波器的带宽，T是用于关联的积分时间，P是输入信号的功率；d是早本地波形和晚本地波形之间的间隔，N₀是热噪声频谱密度的水平，以及G_X是波形X的傅立叶转换。

图5示出了对于不同值的α，编码跟踪误差按照比例C/N₀的变化，在跟踪CBOC(6，1，2/11，‘-’)信号的情况下，在早本地二进制波形和晚本地二进制波形之间存在0.1码片的间隔，在输入端12MHz(单边)的滤波并且具有4ms的(关联)积分时间。可以看到，如果α增大，则误差减小。关于同步性能方面，因此在1附近选择α是有利地。然而，在上述内容中看到，可对于不同值的α来考虑比例C/N₀的衰减。

同样注意到，对于α＝0.2，多信道包络等于当将CBOC(6，1，2/11，‘-’)复制用作本地波形时的包络。

根据本发明，使用不同的即时本地波形和偏移本地波形。这能够不依靠即时本地波形就使偏移本地波形理想化。图6示出了用于实施该方法的第一接收器60的示意图。该接收器包括关联器62.1-62.6，该关联器的每一个都具有混频器64.1-64.6，该混频器用于混频CBOC类型的输入信号和本地二进制波形的拷贝，该关联器还包括积分器66.1-66.6，该积分器对混频的信号进行积分并且产生输出信号。

接收器具有一组本地二进制波形发生器68.1-68.3。发生器68.1产生本地二进制波形s_LOC2的早拷贝波形s_LOC2在关联时间间隔上包括一段总持续时间α_BT的BOC(6，1)波形，并且如果α_B不等于1，则波形s_LOC2还包括一段总持续时间(1-α_B)T的BOC(1，1)波形。下面将会假设α_B位于半开放区间]0，1]中，这使我们能够处理与其它情况相同时间的α_B＝1的特殊情况。如果α_B＝1，波形s_LOC2是纯波形BOC(6，1)。对于α_B的值严格小于1，s_LOC2还包括一段BOC(1，1)并且可以例如具有图2中的波形12的外形。发生器68.3产生本地二进制波形s_LOC2的晚拷贝发生器68.2产生本地二进制波形s_LOC1的即时拷贝波形s_LOC1在关联时间间隔上包括一段总持续时间(1-α_A)T的BOC(1，1)波形，并且如果α_A不等于0，波形s_LOC1还包括一段总持续时间α_AT的BOC(6，1)波形。下面将会假设α_A位于半开放区间[0，1[中。如果α_A＝0，则波形s_LOC1是纯波形BOC(1，1)。对于α_A的值严格大于0，s_LOC1还包括一段BOC(6，1)并且也可以具有波形12的外形。

关联器62.1提供输入信号CBOC(t-τ)的相位部分和本地二进制波形s_LOC2的“早”拷贝的同相部分的关联值I_{E，SLOC2(t-τ)}(如上述的，τ是接收的信号的伪随机码的相位，是τ的估算，Δ是码片的时间，n确定码片持续时间的小部分，其中，本地二进制波形的拷贝相对于估算早该小部分)。关联器62.2是“即时”关联器，其提供输入信号CBOC(t-τ)和本地二进制波形s_LOC1的“即时”拷贝的同相部分的关联值I_{P，SLOC1(αA)}。关联器62.3是“晚”关联器，其提供输入信号CBOC(t-τ)的和本地二进制波形s_LOC2的“晚”拷贝的同相部分的关联值I_{L，SLOC2(αB)}。关联器62.4提供输入信号CBOC(t-τ)和本地二进制波形s_LOC2的“早”拷贝的正交部分的关联值Q_{E，SLOC2(αB)}。关联器62.5提供输入信号CBOC(t-τ)和本地二进制波形s_LOC1的即时拷贝的正交部分的关联值Q_{P，SLOC1(αA)}。关联器62.6提供输入信号CBOC(t-τ)和本地二进制波形s_LOC2的“晚”拷贝的正交部分的关联值Q_{L，SLOC2(αB)}。出于简明的原因，图6仅示出了分别从发生器68.1、68.2、及68.3向混频器64.4、64.5、及64.6的连接。朝向混频器64.1、64.2、及64.3的连接没有示出。

图7示出了另一个可以实施新方法的接收器70的原理图。接收器70包括关联器72.1-72.4，该关联器的每一个都具有混频器74.1-74.4，该混频器用于对CBOC类型的输入信号和本地二进制波形的拷贝进行混频，该关联器还包括积分器76.1-76.4，该积分器对混频的信号进行积分并且产生输出信号。

该接收器具有一组本地二进制波形发生器78.1-78.3。发生器78.1产生本地二进制波形s_LOC2的早拷贝发生器78.3产生本地二进制波形s_LOC2的晚拷贝发生器78.2产生本地二进制波形s_LOC1的即时拷贝波形s_LOC1和s_LOC2的定义已经在图6的描述中给出。加法器77产生来自发生器78.1和78.3的本地波形s_LOC2的早拷贝和晚拷贝之间的差。这个差被输入到混频器74.1和74.3。关联器72.3提供CBOC(t-τ)输入信号的正交部分和本地二进制波形s_LOC2的早和晚拷贝之间的差的关联值Q_{E，SLOC2(αB)}-Q_{L，SLOC2(αB)}。关联器72.4提供CBOC(t-τ)输入信号的正交部分和本地二进制波形s_LOC1的即时拷贝的关联值Q_{P，SLOC1(αA)}。

在新方法的两个实施方式中，可以计算标量乘积鉴频器，表示为：

D＝(I_{E，SLOC2(αB)}-I_{L，SLOC2(αB)})I_{P，SLOC1(αA)}+(Q_{E，SLOC2(αB)}-Q_{L，SLOC2(αB)})Q_{P，SLOC1(αA)}.(12)

对于接收信号CBOC(6，1，1/11)或CBOC(6，1，2/11)，在即时和偏移信道上使用相同本地二进制波形的技术的最大缺点是关联损耗。根据本发明，可以选择具有更大BOC(1，1)份额的即时本地波形，然而不减小改善同步性的早或晚本地波形中的BOC(6，1)的份额。

下面将会讨论α_A＝0的特殊情况，即，即时本地波形是波形BOC(1，1)的情况。如在图4中可以看到的，第一个结果是关联损耗(比例C/N₀的衰减)、相位跟踪损耗(对于它仅使用即时关联器)被最小化(对于信号CBOC(6，1，2/11)，大约为0.9dB，对于信号CBOC(6，1，1/11)，大约为0.5dB)。

通过α_A＝0以及标量乘积鉴频器，可以获得编码跟踪的理论误差：

${\sigma }_{\mathrm{DP},\mathrm{SLOC}2\left(\mathrm{\alpha B}\right)}^2=\frac{B_L(1-0.5B_{L}T){\tilde{R}}_{\mathrm{SLOC}2\left(\mathrm{\alpha B}\right)}\left(d\right)}{\frac{P}{2N_0}{\left({\frac{d{\tilde{R}}_{\mathrm{CBOC}/\mathrm{SLOC}2\left(\mathrm{\alpha B}\right)}\left(x\right)}{\mathrm{dx}}|}_{x=\frac{d}{2}}\right)}^2}(1+\frac{{\tilde{R}}_{\mathrm{BOC}\left(\mathrm{1,1}\right)}\left(0\right)}{\frac{\mathrm{PT}}{N_0}{\tilde{R}}_{\mathrm{CBOC}/\mathrm{BOC}\left(\mathrm{1,1}\right)}^2\left(0\right)})---\left(13\right)$

注意到，公式(11)中具有的在本地二进制波形和调制波形BOC(6，1)之间的关联的平方项在此处由平方项代替，它很大。因此，当α_A减小时，编码跟踪的二次误差减小。

对于调制波形CBOC(6，1，2/11，‘-’)，对于所有的比例C/N₀，如果参数α_B的值增大(α_A＝0)，证明编码跟踪的误差均方根偏差减小。在α_B＝1的极端情况下(如早本地波形和晚本地波形的一个纯BOC(6，1))，具有更好的跟踪性能。

理论预测已经通过具有以下可调范围的模拟器检验：

+时间40s的CBOC(6，1，2/11，‘-’)信号的接收；

+积分时间4ms；

+具有载波辅助的DLL循环，并且具有1Hz的带宽；

+具有10Hz的带宽的PLL循环，鉴频器仅基于正交部分；

+在输入端具有10MHz的带宽(一边)。

模拟结果在图8中以及在以下表格中示出：

图9示出了对于不同值的α_B用于接收CBOC(6，1，2/11，‘-’)信号的被((I_{P，SLOC(αA)}²+Q_{P，SLOC(αA)}²＝I_{P，BOC(1，1)}²+Q_{P，BOC(1，1)}²))标准化的标量乘积鉴频器。相对地，还示出了通过本地波形CBOC(6，1，2/11，‘-’)获得的曲线。对于很大值的α_B，跟踪的假点更明显。因此应该使用确切的跟踪技术。通过以下参数已经获得了图9中的曲线：在早本地二进制波形和晚本地二进制波形之间的0.1码片的间隔、在输入端的15MHz的滤波(单边)以及4ms的(关联)积分时间。

关于多径，必然地，在本地二进制波形中的BOC(6，1)的份额越大，获得的多径误差包络越接近本地波形BOC(6，1)的多径误差包络。在多径方面，很难看到对于α_B≥0.3的值是怎样影响性能的。然而，我们假设性能保持近似一样。在这种情况下，参看以上的分析，使用大值的α_B(接近1，甚至等于1)可能是有利地。

在新方法的性能的详细分析中，我们已经假设了α_A＝0。显然地，对于接近0但是不等于0的α_A，可以实现相似性能。还注意到，α_A和α_B的最优化选择将会基本上取决于无线电导航信号的调制波形。该调制波形可以是如已经详细描述的CBOC波形，或者是如对于GPS L1C信号所要考虑的TMBOC类型的波形。

在分析中，已经唯一地讨论了标量乘积鉴频器。然而，应当注意，存在另一种鉴频器，该鉴频器也可以用于实现本发明，尤其是例如用于检测输入信号的相位的“早-减-晚”或“即时”鉴频器。

另外还涉及为了接收由卫星发射的多个信号，接收器需要多个接收信号。对于接收器的每个接收信道，都具有一组如本说明书中已经描述的关联器，该关联器的输出信号被组合，以便在信号采集模式下形成已收到信号的能量评估以及在信号跟踪模式下形成伪随机码鉴频器。