一种宽输入范围光伏并网逆变器的控制方法

摘要

本发明公开了一种宽输入范围单级并网逆变器的控制方法，针对单级式太阳能并网逆变器要求具有很宽的直流输入范围，偏离额定输入电压较大，而造成系统控制特性存在较大的变化的问题，根据直流电压相对于额定电压的变化，对控制参数实时调整，从而使系统传递函数保持与额定直流电压条件下相同。具体采用两种方法来实现系统闭环传递函数的固定不变：一是使PI控制器的比例、积分系数随直流电压的变化而相应同比变化，二是同比改变高频载波信号的幅值。本发明方法使单级并网逆变器的控制特性相对于直流输入电压的变化而保持不变，从而让逆变器的控制系统可以按照额定条件来进行设计，给电路元器件参数的选择以及控制器的优化设计提供了极大方便。

说明书

技术领域：

本发明涉及并网逆变器的控制方法，具体涉及一种宽电压输入范围单级光伏并网逆变器的电流控制方法。

背景技术：

太阳能并网发电系统中，太阳能电池阵列的输出特性随外部环境条件的变化而变化，最高工作电压与最低工作电压之比可达2.5-3甚至更高，因此逆变器必须能在很宽的直流输入电压范围内正常工作。单级式光伏并网逆变器只有一级功率变换，具有转换效率高的优点，系统控制特性随光伏阵列工作电压的变化而改变，控制系统设计要考虑极端输入电压情况，不能按照额定条件进行设计，这给电路元器件参数的选择以及控制器的优化设计带来较大困难。

图1所示为单级式并网逆变器电路示意图。v_d为逆变器直流输入电压，L为输出滤波电感，输出端用升压隔离变压器与电网相连，实现电压匹配和电气隔离。v_s为变压器原边电压，v_a为逆变器输出电压，v_g和i_g分别为电网电压和并网电流，K1为并网开关。系统采用PI控制器G_v(s)和G_i(s)分别对直流电压v_d和电感电流i_s进行闭环控制。

图2所示为系统的控制框图。电压控制器G_v(s)的输出为电流给定的峰值信号i_m，k_vf和k_if为电压和电流采样系数。电流控制使电感电流跟踪给定正弦信号的变化，使逆变器向电网送入与电网电压同相位的正弦电流。系统通过调节并网功率(电流)的大小来调节直流工作电压，实现光伏阵列的最大功率点跟踪功能。

由于控制系统的传递函数决定了系统的暂态和稳态性能，在电路参数确定的情况下，传递函数随直流工作电压的变化而改变。如果通过对系统的控制部分进行技术设计，使控制环节的传递函数在直流电压相对于额定电压变化时保持固定不变，这样就可以按照额定直流电压输入来设计系统，有效的优化系统设计和元器件参数的选择。

发明内容：

鉴于上述技术局限以及所要解决的技术问题，本发明的目的是针对单级式并网逆变器由于输入电压范围大而导致系统元器件参数难以选择和控制器优化设计困难的问题，提出一种改进的控制方法，使控制系统的传递函数在直流电压相对于额定电压变化时保持固定不变，以克服直流电压变化对系统的影响。

众所周知，现有的单级式太阳能并网逆变器要求有很宽的直流输入电压范围，偏离额定输入电压较大，这造成系统控制特性存在较大的变化。直流电压升高时，系统增益变大，相对稳定性变低，容易产生振荡，直流电压降低时，跟踪误差变大，系统的优化设计很困难。

本发明方案基于比例-积分(PI)控制和三角载波比较PWM方法的并网逆变器。以控制系统的开环传递函数的频率特性曲线(Bode图)为工具来分析直流工作电压对系统相对稳定性和动态性能的影响，在此基础上对控制方法加以改进，引入直流电压参与电流闭环控制，根据直流电压相对于额定电压的变化，对脉宽调制器和控制器参数实时调整，可使系统传递函数保持与额定直流电压条件下相同，这样系统特性保持不变，便于系统设计。

主要实现方法是：当直流电压相对于其额定电压变化时，使PI控制器的比例、积分系数或者是三角载波信号的幅值随直流输入电压的变化同比改变。这样可以使系统的传递函数在直流电压相对于额定电压变化时保持固定不变。

上述发明方案的有益效果是：

(1)保障了单级并网逆变器在整个直流电压输入范围内稳定可靠的工作；

(2)通过对控制参数的实时调整，实现了控制系统的传递函数在直流电压相对于额定电压变化时保持固定不变的目标，方便了系统元器件参数的选取，简化了系统的优化设计。

附图说明：

以下结合附图和具体实施方式来进一步说明本发明。

图1是单级光伏逆变器原理图；

图2是直流电压闭环控制结构图；

图3是逆变电流闭环控制结构图；

图4是直流电压控制环频率特性曲线；

图5是直流电压控制环阶跃响应；

图6是电流数字控制系统开环传函(G_p(z)·G_c(z))的伯德图；

图7是1kW样机额定条件下实验结果；

图8电池阵列输出电流阶跃变化下直流电压响应；

图9载波幅值v_p随直流电压v_d同比改变实验结果。

具体实施方式：

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

以下为根据本发明技术方案的具体实现过程：

(一)控制方法与设计；

图2所示为直流电压控制框图。电压控制器传递函数G_v(s)为：

G_v(s)＝k_pv+k_iv/s           (1)

式中k_pv为比例系数，k_iv为积分系数。G_v(s)的输出i_m为电流给定的峰值，逆变器输出电流的有效值I_s由电流采样系数k_if和电流峰值信号i_m决定，有：

$\frac{I_s}{i_m}=\frac{1}{\sqrt{2}{k}_{\mathrm{if}}}---\left(2\right)$

变压器原边电压有效值为V_s，不计系统损耗，逆变器输出功率决定了电容电压的变化，考虑逆变器的功率平衡，有：

p_g＝V_sI_s＝v_di_d           (3)

由此可确定直流电流i_d和电压控制器G_v(s)输出信号i_m之间的关系：

$k_1=\frac{i_d}{i_m}=\frac{V_s}{\sqrt{2}{k}_{\mathrm{if}}{v}_d}---\left(4\right)$

电容输出电流与电容电压的关系为：

$G_1\left(s\right)=\frac{v_d\left(s\right)}{i_c\left(s\right)}=-\frac{1}{\mathrm{sC}}---\left(5\right)$

图3所示为逆变电流控制框图。电流控制采用PI控制器G_i(s)：

G_i(s)＝k_pi+k_u/s           (6)

式中k_pi和k_ii分别为控制器的比例、积分系数。逆变器采用单极性脉宽调制方法，控制器输出信号u_c和三角载波比较得到逆变器开关管的控制信号。载波信号峰值为v_p，则由u_c至逆变电压v_a的传递函数k_m：

$k_m=\frac{v_a\left(s\right)}{u_c\left(s\right)}=\frac{v_d}{v_p}---\left(7\right)$

L为滤波电感的电感量，R为其等效串联电阻，电流环被控对象传递函数G₂(s)为：

$G_2\left(s\right)=\frac{i_s\left(s\right)}{v_L\left(s\right)}=\frac{1}{\mathrm{sL}+R}---\left(8\right)$

图3所示虚线框内为电流误差信号e(s)到逆变器输出电压v_a(s)的传递函数G(s)，有：

$G\left(s\right)=\frac{v_a\left(s\right)}{e\left(s\right)}=\frac{v_d{k}_{\mathrm{pi}}}{v_p}\frac{(s+k_{\mathrm{ii}}/k_{\mathrm{pi}})}{s}---\left(9\right)$

系统开环传递函数G_ol(s)为：

$G_{\mathrm{ol}}\left(s\right)=k_{\mathrm{if}}G\left(s\right)G_2\left(s\right)=\frac{v_d{k}_{\mathrm{if}}{k}_{\mathrm{pi}}}{v_{p}L}\frac{(s+k_{\mathrm{ii}}/k_{\mathrm{pi}})}{s(s+R/L)}---\left(10\right)$

输出电流i_s(s)是系统对于电流给定信号i_r(s)和扰动信号v_s(s)的响应，有：

$i_s\left(s\right)=\frac{G\left(s\right)G_2\left(s\right)i_r\left(s\right)}{1+k_{\mathrm{if}}G\left(s\right)G_2\left(s\right)}-\frac{G_2\left(s\right)v_s\left(s\right)}{1+k_{\mathrm{if}}G\left(s\right)G_2\left(s\right)}---\left(11\right)$

电感电流跟踪误差e(s)为：

$e\left(s\right)=i_r\left(s\right)-k_{\mathrm{if}}{i}_L\left(s\right)=\frac{i_r\left(s\right)}{1+k_{\mathrm{if}}G\left(s\right)G_2\left(s\right)}+\frac{k_{\mathrm{if}}{G}_2\left(s\right)}{1+k_{\mathrm{if}}G\left(s\right)G_2\left(s\right)}{v}_s\left(s\right)---\left(12\right)$

并网逆变器向电网送入正弦电流，(10)式所示系统开环传递函数确定了被控系统的动态性能。并网逆变器要向电网送入畸变率很小的正弦波电流，直流工作电压的变化对电流控制效果有重要影响。直流电压对电流控制环的主要影响：①直流电压升高时，系统增益变大，由(12)式可知，增益变大使跟随误差减小，扰动信号v_s(s)造成的扰动误差也变小，反之则电流跟踪误差变大。②系统开环传递函数如(10)式所示，由后面的分析可知，系统增益随直流电压增加而变得很大，可能会导致系统稳定性降低，直流电压变小，则系统增益变小，系统的动态性能变差。

由电流控制结构图可以看出，对于固定的电路参数L和R，若能使(9)式所示误差信号e(s)到逆变器输出电压v_a(s)的传递函数G(s)在直流电压v_d相对于额定电压变化时保持固定不变，则系统控制框图与额定输入条件下相同，系统设计则可不考虑直流输入变化对控制特性的影响。其优点是：①系统跟踪误差是确定的，可以采用前馈控制的办法加以补偿。②系统的开环传递函数保持固定不变，相对稳定性不随直流工作电压的变化而改变。

直流电压相对于额定电压变化时，若要电流控制环传递函数固定不变，可以采取两种方法，一种方法是使PI控制器的比例系数k_pi、积分系数k_ii随直流电压同比改变。例如，直流电压变大时，如果使k_pi、k_ii同比减小，可以保持G(s)固定不变；另一种方法是根据直流电压来改变三角载波的峰值v_p，例如直流电压变大时，使v_p同比增加，反之则使v_p同比减小。采用这两种方法，都可以使系统传递函数不随直流电压的变化而改变。

对于直流输入电压而言，该方法实质上是起到了前馈控制的作用，即输入电压的变化尚未导致输出电压v_a和电感电流i_s发生变化，就由该方法产生调节作用。稳态工作时，系统传递函数不随直流电压的改变而变化，可保持与额定输入条件下相同的工作特性。这样，系统设计时可以按照额定工作条件设计系统参数，工作电压的变化不会对系统稳定性造成大的影响。

直流电压环的输出为电流峰值的给定信号，因而与电流环相比，直流电压环的带宽要低的多，设计较为简单。直流电压控制设计要点：

(1)稳态误差要小。直流电压环调节光伏阵列的工作电压，以使其输出最大的功率，稳态误差小才可以可靠实现最大功率点跟踪。

(2)为避免逆变器输出电流产生畸变和振荡，直流电压环的截止频率要远低于电网频率。

(3)要考虑直流电压工作范围的影响，保证足够的稳定裕度。

(二)系统参数设计；

表1所示为并网逆变器相关参数。三角载波幅值v_p额定值为1V。电网频率为50Hz，额定电压为230V，变压器变比为80:230，逆变器容量1.0kW。

 

开关频率18kHzk_if0.057直流额定电压180VV_s80V输入电压范围120-400VV_g230V滤波电容C1880uFL3mHk_vf0.005R0.2Ω

表1 并网逆变器参数

电压控制环设计目标：带宽不高于5Hz，幅值裕度10dB左右，相角裕度大于50deg。取k_pv＝1，k_iv＝6，图4和图5所示分别为额定直流电压条件下直流电压控制环的频率特性曲线和阶跃响应。系统具有合适的相对稳定性，开环截止频率为2.5Hz，阶跃响应调整时间约为0.5s，稳态误差很小。

逆变器采用数字控制，采样、AD转换和程序运算需要时间来完成，因而数字控制会引入一时间延迟，迟滞时间为开关周期的一半，延迟环节传递函数可表示为，

$H\left(s\right)=e^{-T_{s}s/2}---\left(13\right)$

式中Ts为开关周期，纯延时环节引入相角滞后，使系统相角裕度变小，相对稳定性降低。

以G_p’(s)代表被控对象的传递函数，包括电流反馈系数k_if、延时环节H(s)、逆变放大倍数k_m和被控对象G₂(s)，即：

$G_p^{\prime }\left(s\right)=k_m{k}_{\mathrm{if}}{G}_2\left(s\right)H\left(s\right)---\left(14\right)$

被控对象在离散时间系统传递函数G_p(z)，为：

$G_p\left(z\right)=(1-z^{-1})Z\left\{\frac{G_p^{\prime }\left(s\right)}{s}\right\}---\left(15\right)$

将表1所示的逆变器额定参数代入(15)式，可得额定条件下被控对象的传递函数为：

$G_p\left(z\right)=\frac{1.664z+1.659}{z^2-0.9935z}---\left(16\right)$

对于被控对象G_p(z)，对PI控制器G_c(z)进行了设计，以使被控系统具有合适的动态响应速度以及稳定性。取G_c(z)为：

$G_c\left(z\right)=\frac{3z-2.756}{z-1}---\left(17\right)$

图6所示为电流控制开环传递函数G_c(z)G_p(z)的伯德图，直流电压为180V时相位裕度为50.6度，幅值裕度为11dB，系统具有较好的稳定性。随着直流电压增大，系统增益变大，幅频曲线向上平移，相频曲线保持不变。直流电压400V时幅频曲线比180V时向上平移约7(20-lg(400/180))dB，相位裕度P_m为23.5度，幅值裕度G_m为4dB，系统相位裕度、幅值裕度变小，相对稳定性降低。

采用载波幅值v_p随直流电压v_d同比改变的方法，可保持逆变器增益k_m固定不变，从而使(14)式所示的被控对象传递函数保持不变，则控制系统的性能与额定直流电压下相同。

(三)运行结果；

图7所示为额定条件下电网电压v_g和并网电流i_g波形。电网电压THD为1.2％，并网电流THD为1.6％。

光伏阵列输出电流i_p为系统的扰动量，图8所示为直流电压给定为195V情况下，光伏阵列输入电流i_p由1.9A突变为3.9A情况下直流电压和输出电流的响应情况，可见控制环在电流扰动情况下(功率突变)稳态误差很小。

额定并网功率和电网电压条件下，在整个直流输入电压范围内对并网逆变器测试结果表明，随着直流电压的升高，电感电流纹波变大，电压高于280V后系统开始振荡，不能稳定工作。图9所示为直流电压320V，逆变电流12.5A时的实验结果，通道1为电感电流波形，通道2为低电平时三角载波幅值v_p为1V，k_m为320，通道2由低电平变高电平时刻使三角载波幅值v_p变为1.78V，使k_m变为额定值180，从而使电流控制传递函数与额定直流电压条件下传递函数相同。由实验结果可以看出，采用该方法使逆变器能够稳定的工作，电感电流不再振荡。系统稳定运行时电网电压THD为1.8％，并网电流THD为3.9％。

实验结果表明，直流工作电压变化时，采用同比改变PI控制器的比例、积分系数的控制方法，也可以取得类似的结果。经过进一步实验，采用这两种控制方法，在整个直流输入范围内并网系统都可以稳定的工作，并网电流畸变较小。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。