开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法

摘要

提供了一种开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，用于实现正常工作时的低电流消耗和快速响应。用于断开/闭合相位补偿的切换开关(MFB)被设置以建立没有相位补偿的使用误差放大器(EA)增益的快速响应能力以及有相位补偿的控制系统的稳定性。通过在PMOS晶体管(M1)变为导通的时刻使切换开关(MFB)截止，切断误差放大器(EA)输入和输出之间的相位补偿。检测电压(VM)利用误差放大器(EA)自身增益作为误差放大。实现了与最大响应特性相对应的对输出电压(VOUT)变化的快速瞬态响应。通过在PMOS晶体管(M1)变为截止的时刻使切换开关(MFB)导通，形成了误差放大器(EA)的输入和输出之间的相位补偿。因此，可以确保控制系统的稳定性。

说明书

本申请是申请号为200510059378.X、申请日为2005年3月29日、题为“开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及开关调压器，更具体地说，涉及尽管在低电流消耗的情况下仍对输出电压的偏转具有极好快速响应的开关调压器。

背景技术

美国专利No.6127815中所公开的开关调压器致力于在不消耗负载电流的中止时段中，降低将消耗于控制电路中的电流消耗。在图5所示的开关调压器200中，从比较器128输出的休眠信号控制开关127。此外，休眠信号还连接到误差放大器222的省电使能端223，以便将误差放大器222的控制状态在正常工作时段和中止时段之间切换，所述中止时段是省电工作状态。

在供应大负载电流的正常工作时段中，开关127连接到具有休眠信号的A侧，并且滤波电路225连接到误差放大器222的输出端。输出信号ITH的电压保持在阈值电压V1以上，并且休眠信号保持在低电平，使得开关定时电路101和比较器102被激活。此外，在正常工作时段中，误差放大器222保持在能够确保足够快的响应速度的激活状态。

在中止时段中，负载电流降低，并且信号ITH的电压降到阈值电压V1以下，使得休眠信号反转到高电平。开关定时电路101和比较器102转到非活动状态，并且不需要快速响应的误差放大器222转到省电工作状态。此外，开关127连接到B侧，使得滤波电路225与误差放大器222的输出端分离。从而，降低了功耗。

发明内容

根据美国专利No.6127815，在无负载电流流动的中止时段中，开关定时电路101和比较器102转到非激活状态，并且误差放大器222转到省电工作状态，以便降低开关调压器控制电路中的电流消耗。

然而，在正常工作状态中，开关定时电路101和比较器102被激活，并且误差放大器222处于正常工作状态，以便确保对负载电流变化的快速响应。此外，滤波电路225连接到误差放大器222的输出端。因此，由于开关定时电路101和比较器102的激活而引起电流消耗的增加，并且滤波电路225所连接的输出端被高速地驱动。因此，误差放大器222的偏置电流等加强了，使得电流消耗增加。在正常工作状态中，开关调压器控制电路的电流消耗增加，以便确保快速响应。

反之，为了降低开关调压器控制电路在正常工作状态中的电流消耗，需要控制误差放大器222的驱动性能。在这种情况下，无法跟上负载电流的变化，这是需要解决的问题。

因此，本发明被完成以解决传统技术的上述问题，并希望提供一种开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，其即使在正常工作状态中，也能够在保持中止时段的低电流消耗特性的同时，实现对输出电压变化的快速响应。

为了实现以上目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于开关调压器的开关调压器控制电路，所述开关调压器用于通过与开关器件的通/断相对应地重复电力供应来控制输出电压，该开关调压器控制电路包括：误差放大器，用于放大输出电压与期望电压之间的电压差；以及相位补偿部分，其连接在误差放大器的输入与输出之间，以便使控制系统的工作状态稳定，开关调压器还包括：相位补偿量切换部分，用于在预定时段中降低相位补偿部分的相位补偿量，所述预定时段包含开关器件开始导通的时刻。

此外，根据本发明的另一方面，提供了一种开关调压器，包括：误差放大器，用于放大输出电压与期望电压之间的电压差；以及相位补偿部分，其连接在误差放大器的输入与输出之间，以便使控制系统的工作状态稳定，开关调压器还包括：相位补偿量切换部分，用于在预定时段中降低相位补偿部分的相位补偿量，所述预定时段包含开关器件开始导通的时刻。

根据本发明的另一方面，提供了一种开关调压器控制方法，其中输出电压与期望电压之间的电压差作为误差被放大，并且输出电压被负反馈以便使控制系统的工作状态稳定，该开关调压器控制方法包括在预定时段中降低相位补偿的相位补偿量的步骤，所述预定时段包含开关器件开始导通的时刻。

根据本发明的开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，误差放大器的相位补偿的相位补偿量被切换，所述相位补偿用于实现控制系统工作状态的稳定。在预定时段中，相位补偿的相位补偿量被降低，所述预定时段包含开关器件开始导通的时刻。这里，所述降低意味着相位补偿量的值降低，并且包括下述情况，其中反馈环被切断以使得相位补偿量变为零。

因此，在预定时段中，相位补偿的相位补偿量被降低，所述预定时段至少部分地包含误差放大器控制开关器件导通状态的时段在内。因此，对于输出电压和期望电压之间的电压差，不进行误差放大的响应抑制操作，使得可以利用大的增益对误差放大进行响应。可以急剧地将输出电压带到期望电压附近。即使在正常工作时由于负载电流等的增加而使输出电压下降，也可以得到快速的瞬态响应特性，而不增加误差放大器等的控制电路中的电流消耗。

因为在包含开关器件截止状态在内的时段中，相位补偿的相位补偿量增加，所以抑制了输出电压和期望电压之间电压差的误差放大的响应。与输出电压的偏转相对应的作为误差而放大的误差放大电压的偏转得到了抑制，这使得在对输出端的电力供应量增加的下一供电周期中，误差放大电压不会偏转。因此，可以在相邻供电周期的结束时间与开始时间之间的时段内，误差放大电压的连续性被保持，从而实现平滑的输出电压控制。

在开关调压操作中，尽管在低电流消耗操作中也可以提供快速的瞬态响应。

附图说明

当结合附图阅读以下“具体实施方式”部分时，本发明的以上及其他目的和新特征将从中将更充分地显现出来。然而应该清楚地理解的是，这些附图仅用于举例说明的目的，而不是作为对本发明的限制。

图1是一个实施例的电路图；

图2A是相位补偿部分的修改形式的电路图，其中电容器件的电容被改变了；

图2B是相位补偿部分的修改形式的电路图，其中电阻器件被旁路；

图3是示出可用开关信号(CTL)的生成部分的主要部分电路图；

图4是可用开关信号的时序图；以及

图5是传统开关调压器的电路图。

具体实施方式

在下文中，将参照附图1～图4详细描述本发明的开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法的优选实施例。

图1示出了本发明实施例的降压开关调压器。负载(未示出)连接到输出端(VOUT)，并且输出电容器件COUT被连接用于向负载供应电荷。此外，电阻器件R1、R2串联连接至地电位，以便检测输出电压VOUT。此外，用于相位补偿的电容器件C1与电阻器件R1并联连接。

电阻器件R1、R2的连接点(VM)是输出电压VOUT的检测点，并连接到误差放大器EA的反相输入端(—)。参考电压Vref连接到误差放大器EA的正相输入端(+)。误差放大器EA的输出端(O)连接到下一级的比较器CMP的正相输入端(+)。电流监控信号IM被输入到比较器CMP的反相输入端(—)。电流监控信号IM是从电源电压VCC输入到电感器L1的电流的检测信号。

从误差放大器EA的输出端(O)到反相输入端(—)形成相位补偿。该相位补偿通过电容反馈器件CFB和切换开关MFB连接到误差放大器EA的反相输入端(—)，或者作为输出电压VOUT检测点的电阻器件R1、R2的连接点(VM)，所述切换开关MFB用于断开/闭合经由电容反馈器件CFB的反馈回路。如在图3、图4中所描述的，利用控制信号CTL来控制切换开关MFB的断开/闭合。

比较器CMP的输出端(O)连接到触发器(flip-flop)电路FF的复位端(/R)。触发器电路FF的内容利用低电平信号被复位。触发(trigger)信号TG被输入到触发器电路FF的置位端(/S)。触发器电路FF的内容依赖于低电平触发信号TG的输入而被置位，并从输出端(/Q)输出低电平的输出信号。

触发器电路FF的输出端(/Q)连接到PMOS晶体管M1的栅极端。在PMOS晶体管M1中，其源极端连接到电源电压VCC，其漏极端连接到电感器L1的一端。二极管器件D1的阴极端连接到电感器L1该端，二极管器件D1的阳极端连接到地电压。电感器L1的另一端连接到输出端(VOUT)。

具有上述连接关系的该实施例的开关调压器是执行电流模式开关控制的降压开关调压器。

如果PMOS晶体管M1导通，并且电感器L1的该端连接到电源电压VCC，则比另一端上的输出电压VOUT大的电压施加到该端上，使得流入电感器L1的电流以预定的时间梯度增加，该时间梯度由两端的电压差和电感值决定。电感器L1中积累的电磁能增加，并且此时，电力被供应给输出电容器件COUT和负载(未示出)。如果PMOS晶体管M1截止，则由于需要保持电感器L1到当时为止所积累的电磁能的连续性，因此电流继续流到电感器L1中，保持电流值与变为截止时的电流的连续性。因为此电流是通过二极管D1供应的，所以电感器L1的所述端变为基本和地电位相等，使得施加了比输出电压VOUT的另一端低的电压。因此，电流以负的时间梯度降低。利用流过二极管D1的电流，电感器L1中积累的电磁能被放电到输出电容器件COUT和负载。

为了在向输出电容器件COUT和负载供应电力的同时将输出电压VOUT保持在预定电压值，在连接点(VM)处检测输出电压VOUT，以调整PMOS晶体管M1的导通/截止时刻。因此，在连接点(VM)处的检测电压VM与参考电压Vref一致的情况下，输出电压VOUT变得与期望的电压相等。在开关调压器中，输出电压VOUT始终被反馈，并基于参考电压Vref被控制，使得其被调节到一个基于期望电压的输出电压VOUT。

如果利用低电平触发信号TG置位了触发器电路FF，并且从/Q输出端输出低电平信号，则PMOS晶体管M1开始导通。通过电阻器件R1、R2的连接点(VM)获得的检测电压VM被输入到误差放大器EA，并且检测电压VM与参考电压Vref的电压差被作为误差而放大，以便输出误差放大电压VEA。对于误差放大电压VEA，如果检测电压VM低于参考电压Vref，则与这种不足的程度相对应地输出较高的电压。当误差放大电压VEA与电流监控信号IM相比较，然后电流监控信号IM超过误差放大电压VEA时，比较器CMP输出低电平复位信号。因此，触发器电路FF被复位，并从/Q输出端输出高电平信号，PMOS晶体管M1变为截止。

PMOS晶体管M1的截止时刻被确定在电流监控信号IM达到误差放大电压VEA的电压电平的时刻。因为PMOS晶体管M1在该时刻变为截止，所以依赖于输出电压VOUT相对于期望电压的不足程度来确定通过PMOS晶体管M1输入到电感器L1的电流峰值。即，如果输出电压VOUT距离期望电压的不足程度很小，则检测电压VM和参考电压Vref之间的电压差也很小，使得通过放大此电压差而获得的误差放大电压的电压电平也降低。相应于小的电流监控信号IM，比较器CMP的输出电压反转到低电平，使得PMOS晶体管M1截止。输入到电感器L1的峰值电流降低。如果输出电压VOUT从期望电压大幅降低，则检测电压VM距参考电压Vref的不足的量变大，并且通过放大此电压差而获得的误差放大电压VEA的电压电平变为高电压电平。相应于大的电流监控信号IM，比较器CMP的输出电压反转到低电平，使得PMOS晶体管M1变为截止。输入到电感器L1的峰值电流增加。

触发信号TG是基于从振荡器电路等输出的预定周期的时钟信号等而生成的脉冲信号(见图3)。通过对于触发信号TG的每个周期，依赖于输出电压VOUT的不足的量控制输入到电感器L1的峰值电流，来控制电流模式的开关调压器。

当由NMOS晶体管等组成的切换开关MFB导通时，通过电容反馈器件CFB从误差放大器EA的输出端(O)到反相输入端(—)实现的相位补偿是一种电路配置，这种电路配置一般被采用在诸如开关调压器之类的用于执行反馈控制的控制系统中。希望对检测电压VM的快速变化，通过从输出端(O)到反相输入端(—)施加负反馈，在一定程度上抑制快速瞬态响应，以便使控制系统稳定。然而，因为该相位补偿是在误差放大电压VEA阻碍检测电压VM变化的方向上起作用，所以过多的负反馈可能抑制输出电压VOUT对其快速变化的恢复操作。在某些情况下，为了保持系统的稳定性，不可避免地要牺牲瞬态响应能力。

如果寻求将快速响应能力提高到最大限度，则可以考虑下述结构，其中在误差放大器EA的输入和输出之间不设置相位补偿。在这种情况下，可以利用误差放大器EA的增益，将被输入到误差放大器EA的检测电压与参考电压Vref之间的电压差作为误差而放大。然而，如果利用没有负反馈的大增益将误差放大，则在检测电压VM变为输出电压VOUT然后又再次返回到检测电压的系统的反馈控制中，控制系统将会振荡而不稳定。

因此，本实施例的开关调压器(图1)设有用于断开/闭合相位补偿的切换开关MFB，以便既获得没有相位补偿的利用误差放大器EA增益的快速响应能力，又获得相位补偿。切换开关MFB利用随后将描述的控制电路(图3)，根据随后将描述的控制定时(图4)来断开/闭合相位补偿。

切换开关MFB转到截止状态以便切断误差放大器EA的输入和输出之间的相位补偿，这是与PMOS晶体管M1的导通时刻同步(在图3、图4的CTL(1)的情况下)、在从导通时刻开始的预定时段内(在图3、图4的CTL(2)的情况下)或者在从导通时刻之前的一个时刻开始到导通时刻之后的一个时刻为止的预定定时期间(在图3、图4的CTL(3)的情况下)进行的。利用误差放大器EA所具有的增益，与输出电压VOUT相对应的检测电压VM作为误差被放大，而不形成相位补偿。所得到的误差放大电压VEA是直接反映检测电压VM和参考电压Vref之差的电压，因此，由比较器CMP确定的输入到电感器L1的峰值电流变为用于将输出电压VOUT恢复成期望电压的最大电流。在利用PMOS晶体管M1的导通，通过电感器L1供应到输出端(VOUT)的电力供应变为增加的时刻，根据最大响应能力来执行对输出电容器件COUT和负载的电力供应，使得可以获得快速瞬态响应。

切换开关MFB变为导通以便形成误差放大器EA的输入和输出之间的相位补偿，这是与PMOS晶体管M1的截止时刻同步(在图3、图4的CTL(1)的情况下)、在从导通时刻开始的预定时段之后(在图3、图4的CTL(2)的情况下)或者在从导通时刻之后的预定时刻开始直到下一周期导通时刻之前的一个时刻为止的预定时间期间(在图3、图4的CTL(3)的情况下)进行的。由于切换开关MFB的导通，电容反馈器件CFB被插入到误差放大器EA的输入和输出之间，以便形成相位补偿。因此，在由于PMOS晶体管M1的截止，通过电感器L1供应到输出端(VOUT)的电流供应变为降低的时刻，确保了控制系统的反馈控制的稳定性，从而防止振荡。

在通过电感器L1供应到输出端(VOUT)的电力供应增加的时段内，通过切断从误差放大器的输出端(O)到反相输入端(—)的相位补偿，确保了对输出电压VOUT偏转的快速响应能力。在通过电感器L1供应到输出端(VOUT)的电力供应降低的时段内，通过在误差放大器的输入端和输出端之间形成相位补偿，可以确保开关调压器的反馈控制的稳定性。

图2A和图2B示出了误差放大器EA中的相位补偿的修改形式的示例。根据图1所示的实施例，利用电容反馈器件CFB而提供的相位补偿在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻被切断，并在电力供应降低的时刻被控制连接。与此相应，根据图2A和图2B所示的修改示例，与电容反馈器件CFB和切换开关MFB并联地设置了电容反馈器件CFB2，如图2A所示；或者与切换开关MFB并联地设置了电阻反馈器件RFB，如图2B所示。通过在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻使切换开关MFB截止，来切断利用电容反馈器件CFB而提供的相位补偿(图2A的情况)，或者通过将电阻反馈器件RFB旁路掉，来切换反馈环的相位补偿量(图2B的情况)。

在图2A的情况下，在供应到输出端(VOUT)的电力降低的时刻保持切换开关MFB导通，并且电容反馈器件CFB和CFB2彼此并联连接以便形成相位补偿。在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻，切换开关MFB变为截止，使得电容反馈器件CFB与相位补偿分离，从而仅利用电容反馈器件CFB2形成相位补偿。在电力供应增加的时刻，将被插入到环路中的电容反馈器件的总电容较之电力供应降低的时刻被降低了，从而减少了相位补偿。因此，通过在电流降低的时刻确保相位补偿的相位补偿量而实现了稳定的操作，而在电流增加的时刻相位补偿量被限制，从而实现了对输出电压VOUT变化的快速瞬态响应能力。

在图2B的情况下，在对输出端(VOUT)的电力供应降低的时刻，切换开关MFB变为导通，使得电阻反馈器件RFB被旁路掉，以利用电容反馈器件CFB形成相位补偿。在对输出端(VOUT)的电力供应增加的时刻，切换开关MFB变为截止，使得电阻反馈器件RFB连接到电容反馈器件CFB，从而形成相位补偿。因为在电力供应增加的时刻插入了电阻反馈器件RFB，所以相位补偿量较之电力供应降低的时刻被降低了。在电流降低的时刻，确保了相位补偿量以便获得稳定的操作，而在电流增加的时刻，限制了相位补偿量以便实现对输出电压VOUT变化的快速瞬态响应能力。

图3示出了切换开关MFB的控制信号CTL的生成部分，该切换开关MFB断开/闭合相位补偿(图1)或增加/降低相位补偿量。图4连同触发信号TG一起示出了控制信号CTL的操作定时波形。例如，假定切换开关MFB由NMOS晶体管构成，利用高电平控制信号CTL被导通，并利用低电平控制信号CTL被截止。

图3是包含用于控制PMOS晶体管M1的触发器电路FF的主电路图。从振荡器电路OSC中输出的振荡信号被输入到与非门NA1、延迟电路DL1、反相门I2和积分电路DL2。延迟电路DL1的输出信号被输入到反相门I1，并且反相门I1的输出信号被输入到与非门NA1的另一输入端。触发信号TG从与非门NA1输出。从触发器电路FF的/Q输出端输出的PMOS晶体管M1的驱动信号是控制信号CTL(1)，所述触发器电路FF由触发信号TG置位，并由比较器CMP复位(图1)。控制信号CTL(2)从反相门I2的输出端输出。积分电路DL2的输出信号相继传播到两级反相门I3、I4，因此，控制信号CTL(3)由微分电路DF通过两级反相门I5、I6输出。可以使用控制信号CTL(1)～(3)中的任何一个。

如图4所示，与振荡信号的上升沿同步地，输出了具有延迟电路DL中的延迟时间TP的脉冲宽度的从与非门NA1输出的低电平脉冲信号TG。触发器电路FF由这个低电平信号置位，使得PMOS晶体管M1导通。

当原封不动地使用PMOS晶体管M1的导通信号时，输出控制信号CTL(1)。在PMOS晶体管M1变为导通，使得对输出端(VOUT)的电力供应增加的时段中，切断相位补偿和限制相位补偿量，以便快速获得输出电压VOUT随电力供应的瞬态响应。

控制信号CTL(2)将振荡信号反相以形成控制信号。这个控制信号与PMOS晶体管M1的导通时刻同步地切断相位补偿或限制相位补偿量，并且在振荡信号的振荡周期的一个中间时刻，相位补偿被连接或者相位补偿量被增加。PMOS晶体管M1在振荡周期中的导通率由电源电压VCC和输出电压VOUT固定地决定，并根据瞬态状况而变化。通过使用控制信号(2)，相位补偿的切断或对相位补偿量的限制可以与PMOS晶体管M1开始导通同时开始，并可在PMOS晶体管M1变为截止之前或之后终止。在PMOS晶体管M1变为导通并且对输出端(VOUT)的电力供应开始的前半个时段，切断相位补偿和限制相位补偿量，使得可以快速获得输出电压VOUT随电力供应的瞬态响应。

在控制信号CTL(3)的生成电路中，首先通过利用积分电路DL2对振荡信号进行积分，输出这样一个信号，该信号相对于振荡信号的信号电平的跳变，具有与CR时间常数相对应的跳变延迟。利用反相门I3、I4对这个具有该跳变延迟的信号进行整形。从而，从反相门I4输出这样一个信号，该信号具有由CR时间常数决定的时间延迟T1。从反相门I4输出的信号被输入到微分电路DF并被求微分。输出这样一个波形，该波形产生相对于信号跳变来说急剧变化的电平跳变。在此微分波形中，利用由信号跳变求微分的电压电平，逐渐将电平恢复到恒定值。因此，由于此信号被输入到反相门I5，所以在从信号跳变时的峰值电压开始到反相门I5的阈值电压为止的时段内，输出反相的脉冲信号，进而该信号电平被反相门I6再反相。根据组成微分电路的电容器件和电阻器件的值来设置所述脉冲信号的时间宽度，并从反相门I6输出具有时间宽度T2的脉冲信号。

在触发信号TG被输出的振荡信号的高电平跳变的时刻，在延迟时间T1之后从反相门I4输出具有相同相位的信号，进而从反相门I6输出具有脉冲宽度T2的高电平信号。利用在PMOS晶体管M1变为导通并且对输出端(VOUT)的电力供应开始的时刻之后的延迟时间T1，开始对相位补偿的切断和对相位补偿量的限制，并且这个持续时间是时间T2。通过调整时间T1和T2，在对输出端(VOUT)的电力供应开始之前，开始对反馈环的切断和对相位补偿量的限制，并在此后的一个预定时刻，可以终止对反馈环的切断和对相位补偿量的限制。此时，可以快速地获得输出电压VOUT随电力供应的瞬态响应。

如上所详细描述的，根据本实施例的开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，通过误差放大器EA来控制作为开关器件示例的PMOS晶体管M1的导通时段，并且在至少部分地包含供应到输出端(VOUT)的电力的量增加的时段在内的一个预定时段中，相位补偿的相位补偿量被降低。因此，对输出电压VOUT和期望电压之间的电压差不进行误差放大的响应抑制操作，使得即使对误差放大也生成具有大增益的响应。因此，即使在正常工作时输出电压VOUT由于负载电流的增加等而下降，也可以得到快速的瞬态响应，而不增加诸如误差放大器EA之类的控制电路中的电流消耗。

此外，没有误差放大器的控制，PMOS晶体管M1的截止状态被保持到下一周期，并且在对输出端(VOUT)的电力供应的量降低的时段中，相位补偿的相位补偿量增加。因此，抑制了输出电压VOUT与期望电压之间电压差的误差放大的响应。与输出电压VOUT的偏转相对应的误差放大电压VEA的偏转被抑制，并且在对输出端(VOUT)的电力供应的量增加的下一供电周期中，误差放大电压VEA不会发生大的偏转。因此，可以保持相邻供电周期的结束时间和开始时间之间误差放大电压VEA的连续性，以便平滑地控制输出电压VOUT。

开关调压操作可以具有快速瞬态响应能力，这是低电流消耗动作。

因为作为相位补偿切换部分示例的切换开关MFB切断相位补偿或限制相位补偿量，所以当环路被切断或相位补偿量受限时，误差放大的增益可以最大化。

本实施例的开关调压器是降压开关转换器，其中与导通控制信号相对应地切断或降低相位补偿量，所述导通控制信号使作为开关器件示例的PMOS晶体管M1导通。因为当PMOS晶体管M1导通时对输出端(VOUT)的电力供应增加，所以相位补偿量是相应于对输出端(VOUT)的电力供应增加的时间而被切断或降低的。

用于设定预定时段的控制信号CTL(1)是与导通控制信号同步地设立的。此外，控制信号CTL(2)可以在导通控制信号结束之前或之后终止。在任一情况下，当将电力供应到输出端(VOUT)时，可以基于具有大的误差放大的增益来放大输出电压VOUT与期望电压之间的电压差，以便急剧将输出电压带到期望电压附近。

本发明不局限于上述实施例，不言而喻，在不脱离本发明本质的范围内，可以用多种方式来改进或修改本发明。

例如，虽然对于本实施例举了降压开关转换器的例子，但本发明不局限于此示例，而是可将本发明应用于升压开关转换器和其他类型的开关转换器。

同样，对于升压开关转换器，优选地，与将开关器件置于导通状态的导通控制信号相对应地切断或降低相位补偿量。为了精确地控制开关器件的导通时间，与将开关器件置于导通状态的导通控制信号相对应地切断或降低相位补偿量。

虽然对于此实施例，举了电流模式开关调压器的例子，但本发明不局限于此示例。因为可以通过代替图1中输入到比较器CMP的电流监控信号，输入三角波或锯齿波之类的振荡信号来校准电压模式开关调压器，所以本发明也可应用于电压模式开关调压器。

虽然参照图3描述了以与振荡信号相同的周期输出触发信号TG的情况，但也可对振荡信号进行分频。

根据本发明，可以提供一种开关调压器控制电路、开关调压器和开关调压器控制方法，其能够在正常工作状态下实现对输出电压变化的快速瞬态响应能力，而不增加电路的消耗电流，这是因为在包含用于控制开关器件的导通状态的时段在内的时段中，误差放大器降低其相位补偿的相位补偿量，以便将输出电压和期望电压之间的电压差作为误差而放大。

本申请基于2004年3月29日递交的在先日本专利申请No.2004-096511，并要求享受其优先权，该申请的全部内容通过引用结合于此。