一种DRM接收机中基于正交频分复用的解调器

摘要

本发明公开了一种DRM接收机中基于正交频分复用的解调器，该解调器中设置有统一控制工作的控制器，控制器上连接有片上存储单元、重排序单元、运算器、旋转因子单元和蝶形单元；控制器根据FFT运算类型和混合基分解，通过重排序单元对顺序输入的源操作数进行重排序，并将重排序后的操作数存入片上存储单元中；控制器从片上存储单元中读取操作数，并根据混合基分解，通过旋转因子单元计算得到旋转因子，再通过蝶形单元进行蝶形计算，最后将计算得到的操作数写回片上存储单元；优点在于本解调器的设计满足DRM标准，支持四种OFDM参数，本解调器与现有的软件实现相比，成本低、功耗低，且内部数据采用32位单精度浮点数表述，精度高，可以实现高精度的OFDM解调。

说明书

技术领域

本发明涉及一种应用于DRM(Digital Radio Mondiale，数字调幅广播)接收机中的解调器，尤其是涉及一种支持DRM标准规定的四种正交频分复用参数的解调器。

背景技术

AM(Amplitude Modulation，振幅调制，也称为调幅)广播从1906年ReginaldFessenden开始第一次实验性播音一直沿用到现在，它包括30Mhz以下的短波(Shortwave)、中波(Medium wave)、长波(Long wave)三个频段，由于AM广播相对简单的调制方式和传输方式，相应的接收机较为廉价，且非常普及，但是也造成了信号非常容易受到干扰，多路径传播、多普勒效应和电子干扰等都会严重的衰减信号质量，接收机接收的声音质量很差，而且一个发射机只能传送一套节目。AM广播现在受到了互联网、DMB(Digital Multimedia Broadcasting，数字多媒体广播)、DAB(Digital AudioBroadcasting，数字音频广播)、FM(Frequency Modulation，频率调制，也称调频)等无线应用的冲击，AM广播单一的服务和较差的音频质量已经不能满足用户的需求，用户也越来越少。

为了能够扭转30Mhz以下广播逐渐失宠的局面，同时迎合广播数字化的潮流，1998年在中国广州，广播公司、接收机、发射设备提供商，研究机构等共同成立了非盈利性组织-DRM协会(Digital Radio Mondiale consortium)，它的目标是建立30Mhz以下所有频率统一的数字传输标准，并在全球促进DRM的推广和发展。

DRM标准保留了AM广播覆盖范围广的特点，同时结合了先进的音频编码、信道编码和正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)调制技术，在不改变信号频段和带宽的前提下，最大限度的提高音频广播的质量和对抗信号干扰的能力，在10Khz频道带宽下，能够提供相当于FM广播单声道音质的广播，并且提供辅助的数据信息，支持一个频道传输多套节目，彻底改变了AM广播的面貌。

理想的DRM接收机的工作过程如图4所示，DRM接收机接收到模拟信号之后，通过A/D转换(模拟/数字转换)单元进行数字化采样之后，对采样后的数字信号进行OFDM解调操作恢复出发送的各个子载波的信息，然后根据DRM标准规定进行信道解码和信源解码。

DRM经过这几年的推广和发展，在发射端已经有了成熟的商用产品，但是针对基于DRM标准的DRM接收机的研究较少，目前在国内外存在两种类型的接收机，第一种是利用软件实现的DRM接收机，其主要通过运行安装在计算机终端上的DRM解码软件，实现信号的接收、采样、OFDM解调、信号恢复、信道解码和信源解码操作；第二种是基于DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)的DRM接收机，DSP硬件上设置有DRM解码软件，通过在DSP硬件上运行DRM解码软件来实现DRM广播的接收。这两种DRM接收机虽然实现了DRM广播的接收，但这两种DRM接收机体积都比较大，功耗较高，价格也非常昂贵，而且不能实现移动接收，市场上急需专用解码芯片来降低整个DRM接收机的成本和功耗。

在DRM接收机中，OFDM解调在信道解码和信源解码之前进行，因此OFDM解调的精度直接影响整个DRM接收机的精度，而且低功耗、低成本的进行OFDM解调能够降低整个系统的功耗和成本。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种适用于DRM接收机的低功耗、高精度、低成本的基于正交频分复用的解调器。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种DRM接收机中基于正交频分复用的解调器，该解调器中设置有用于统一控制所述的解调器工作的控制器，所述的控制器上连接有片上存储单元、重排序单元、运算器、旋转因子单元和蝶形单元；所述的控制器根据FFT运算类型和混合基分解，通过所述的重排序单元对顺序输入的源操作数进行重排序，并将重排序后的操作数存入所述的片上存储单元中；所述的控制器从所述的片上存储单元中读取操作数，并根据混合基分解，通过所述的旋转因子单元计算得到旋转因子，再通过所述的蝶形单元进行蝶形计算，最后将计算得到的操作数写回所述的片上存储单元。

所述的旋转因子单元和所述的蝶形单元在运算过程中共用所述的运算器，所述的运算器包括两个32位单精度浮点数加法运算单元和乘法运算单元。

所述的FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)运算类型由FFT运算长度决定，所述的FFT运算长度为1152点、1024点、704点或448点，该四种FFT运算长度分别与DRM标准制定的四组OFDM参数对应。

所述的混合基的基数包括基-2、基-4和不规则基；所述的混合基分解的过程为：所述的控制器通过所述的基-2、所述的基-4或所述的不规则基对所述的FFT运算长度进行多级分解，分解成多组具有较小长度的DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)运算长度，来降低FFT运算的运算复杂度。

所述的片上存储单元包括第一存储器和第二存储器，所述的第一存储器为用于存储输入的源操作数的实部和虚部及所述的旋转因子单元和所述的蝶形单元在运算过程中产生的中间结果的随机存储器；所述的第二存储器为用于存储基本旋转因子和所述的不规则基的DFT运算的系数的只读存储器。

所述的重排序单元中设置有用于选择所述的FFT运算类型的选择器，所述的重排序单元中预设有输入重排序程序，利用所述的重排序单元对输入的源操作数进行输入重排序的过程为：假设FFT运算长度为N点，输入的源操作数的操作数编号为n，n＝0，1，...，N-1；将选择的FFT运算长度分解成k级使N＝l₁l₂...l_k；第一级将选择的FFT运算长度N分解为组长度为l₁的DFT运算长度，第一级的一级编号为Div_1，0，Div_1，1，...，其中Div_1，j1由$n\%\left(\frac{N}{l_1}\right)=j1,$n＝0，1，2，...，N-1计算得到；第二级继续将第一级分解后的一级编号为Div_1，0，Div_1，1，...，的组分解为组长度为l₁l₂的DFT运算长度，第二级的二级编号为Div_2，0，Div_2，1，...，其中Div_2，j2由$n\%\left(\frac{N}{l_1{l}_2}\right)=j2,$n＝0，1，2，...，计算得到；按照同样的方法继续分解，对于第i级，将(i-1)级分解后的(i-1)级编号为Div_i-1，0，Div_i-1，1，...，的组分解为组长度为l₁l₂...l_i的DFT运算长度；按照同样的方法继续分解，直到分解到l_k-1级。

所述的重排序程序为：根据选择器选择的FFT运算类型和对应的FFT运算长度的混合基分解，利用当前的源操作数的操作数编号和混合基分解的级数，对每一级混合基分解判断当前的操作数编号与该级之前的所有混合基的基数乘积的模是否为零，如果为零，则调整源操作数存入第一存储器的存储地址。

通过所述的旋转因子单元计算旋转因子的过程为：

①对于混合基分解的第1级，不需要对应的旋转因子；

②对于混合基分解的第2级，第一组第一个旋转因子为基本旋转因子，已存储在所述的第二存储器中，第一组的其他旋转因子利用性质$W_N^{a+b}=W_N^a{W}_N^b,$通过递推进行l₂-1次复数乘法计算得到，并将计算得到的其他旋转因子存储到所述的第一存储器中；按照同样的方法计算第二组到第l₁组中的其他旋转因子；

③按照混合基分解的第2级相同的方法计算其他级的旋转因子，直至混合基分解的第k级。

与现有技术相比，本发明的优点在于本解调器的设计满足DRM标准，支持四种OFDM参数，该基于OFDM的解调器与现有的软件实现相比，成本低、功耗低，且内部数据采用32位单精度浮点数表述，精度高，可以实现高精度的OFDM解调；通过输入重排序程序可以直接根据输入的源操作数的操作数编号得到重排序后的存储地址，实现了直接存储，避免了两个随机存储器的使用，节省了大量的存储资源。

附图说明

图1为本发明解调器的结构框图；

图2为本发明混合基分解的示意图；

图3为本发明的输入重排序的实例分解过程示意图；

图4为理想的DRM接收机的工作过程示意图。

具体实施方式

以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。

在DRM标准中规定了四种OFDM参数，定义为四种强健模式，基于OFDM的解调器需要支持这四种强健模式的FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)运算长度，DRM接收机接收到的模拟信号经过采样率为48kHz的A/D转换(模拟/数字转换)后转换为数字信号，在这样的采样率下对应规定的四种OFDM参数的FFT运算长度分别为1152点、1024点、704点和448点。

针对这种不规则的FFT运算，根据DRM标准的特点，如图1所示，本发明的一种基于正交频分复用的DRM接收机的解调器，采用时域分解法(DIT)，该解调器中设置有用于统一控制解调器工作的控制器1，控制器1上连接有片上存储单元2、重排序单元3、运算器4、旋转因子单元5和蝶形单元6；控制器1根据FFT运算类型和混合基分解，通过重排序单元3对顺序输入的源操作数进行重排序，并将重排序后的操作数存入片上存储单元2中；控制器1从片上存储单元2中读取操作数，并根据混合基分解，通过旋转因子单元5计算得到旋转因子，再通过蝶形单元6进行蝶形计算，最后将计算得到的操作数写回片上存储单元2，完成所有运算操作之后，顺序输出运算结果。旋转因子单元5和蝶形单元6在运算过程中共用运算器4，运算器4包括两个加法运算单元41和两个乘法运算单元42，它们都是32位的浮点运算单元。本实施例中FFT运算类型由FFT运算长度决定。

上述片上存储单元2主要包括第一存储器21和第二存储器22，第一存储器21为两个用于存储输入的源操作数的实部和虚部及旋转因子单元5和蝶形单元6在运算过程中产生的中间结果的单口随机存储器(RAM)，该随机存储器的大小为1152×2×32+11×2×32＝1163×2×32比特；第二存储器22为只读存储器(ROM)，该只读存储器用于存储基本旋转因子和不规则基DFT运算的系数，该只读存储器的大小为9×2×32+15×2×32＝48×32比特，基本旋转因子存储在9×2×32存储空间中，不规则基的DFT运算的系数存储在15×2×32＝30×32比特存储空间中。

下面将具体介绍混合基分解、重排序单元、旋转因子单元和蝶形单元的运算方法和具体的实现。

混合基的基数包括基-2、基-4和不规则的基-7、基-9及基-11，控制器1通过基-2、基-4和不规则基对FFT运算长度进行多级分解，来减少整个FFT运算的运算量。由于FFT运算长度1152点、1024点、704点和448点都是64的倍数，可选择基2和基4对它们进行分解，同时利用不规则基对余数继续进行分解，得到混合基分解，如图2所示。在我们选择的混合基的基数中，基-2和基-4运算只包含加法运算，而对于不规则基的基-7、基-9和基-11直接进行DFT运算，其中需要的DFT运算的系数保存在只读存储器(ROM)中。

本发明在进行FFT运算时采用了时域分解法(DIT)，在进行FFT运算之前，需要将源操作数按照输入重排序后的地址保存到缓存(随机存储器)中，这样保证了FFT运算的输出是正序的。本发明的重排序单元3中设置有用于选择FFT运算类型的选择器，重排序单元3中还预设有输入重排序程序，对顺序输入的源操作数进行重排序的具体过程为：

假设当前的FFT运算长度为N点，输入的源操作数的操作数编号为n，n＝0，1，...，N-1；将选择的FFT运算长度分解成k级使N＝l₁l₂...l_k；第一级将选择的FFT运算长度N点分解为组长度为l₁点的DFT运算长度，第一级的一级编号为Div_1，0，Div_1，1，...，其中Div_1，j1由$n\%\left(\frac{N}{l_1}\right)=j1,$n＝0，1，2，...，N-1计算得到；第二级继续将第一级分解后的一级编号为Div_1，0，Div_1，1，...，的组分解为组长度为l₁l₂点的DFT运算长度，第二级的二级编号为Div_2，0，Div_2，1，...，其中Div_2，j2由$n\%\left(\frac{N}{l_1{l}_2}\right)=j2,$n＝0，1，2，...，计算得到；按照同样的方法继续分解，对于第i级，将(i-1)级分解后的(i-1)级编号为Div_i-1，0，Div_i-1，1，...，的组分解为组长度为l₁l₂...l_i点的DFT运算长度；按照同样的方法继续分解，直到分解到l_k-1级。

下面以一个简单的例子来说明输入重排序的实现过程，假设当前的FFT运算长度为8点，输入的源操作数的操作数编号n，n＝0，1，...，7，可选择基数为基-2将FFT运算长度分为三级，第一级将8点的FFT长度分解为8/2＝4组，每组长度为2点DFT运算长度，第一级的一级编号由n％4＝j，j＝0，1，2，3计算得到，第二级继续对第一级的四个组进行分解，分解为4/2＝2组，第二级的二级编号由n％2＝j，j＝0，1计算得到，这样就得到了顺序输入经重排序后的结果，分解过程如图3所示。

输入重排序程序根据选择器选择的FFT运算类型和对应的FFT运算长度的混合基分解，利用当前的源操作数的操作数编号和混合基分解的级数，对每一级混合基分解判断当前的操作数编号与该级之前的所有混合基的基数乘积的模是否为零，如果为零，则调整源操作数存入第一存储器的存储地址。假设对第i个顺序输入的源操作数进行输入重排序，经过重排序后的位置m的程序代码如下：

$m=m+\frac{N}{l_1};$

s＝i+1；

for(p＝0；p＜level；p++){

      if(s％(l_levell_level-1...l_level-p)＝0)

$m=m-\frac{N}{l_{\mathrm{level}}{l}_{\mathrm{level}-1}···l_{\mathrm{level}-p-1}}+\frac{N}{l_{\mathrm{level}}{l}_{\mathrm{level}-1}···l_{\mathrm{level}-p+1}}\};$

上述算法中N为FFT运算长度的点数，l₁为第一级混合基分解的基数。上述算法具有普遍性，任意点数N的FFT运算长度，经过混合基分解之后，都可以使用上述的算法进行输入重排序，而且给出了顺序输入和重排序后位置之间的关系，可以直接根据输入的源操作数的操作数编号得到第一存储器21中的存储地址，实现直接存储，避免了先将源操作数顺序保存在一个随机存储器(RAM)中，再通过重排序单元进行输入重排序运算，将排序后的操作数保存到第二个随机存储器(RAM)中，避免了两个随机存储器(RAM)的使用，节省了大量的存储资源。

由于DRM系统的码率较低，对速度要求不高，为了节省资源，减小面积，本发明采用串行的方法进行输入重排序运算，即加法运算和求模运算串行执行，使用了一个11位的加法运算单元和一个11位的求模运算单元，在四种不同的FFT运算长度下，对源操作数的输入重排序模式共用这两个运算单元，这两个运算单元都为整数运算单元，资源消耗很小。对于DRM系统中1152点、1024点、704点或448点FFT运算长度的每个输入的源操作数，分别需要7、7、6、6个周期完成输入重排序。

对于一个N点的FFT运算长度进行k级混合基分解，使N＝l₁l₂...l_k，则每一级对应的旋转因子如下：

第1级：不需要

第2级：第一组：$W_{l_1{l}_2}^1,W_{l_1{l}_2}^2,···,W_{l_1{l}_2}^{l_2},$

第二组：$W_{l_1{l}_2}^2,W_{l_1{l}_2}^4,···,W_{l_1{l}_2}^{2*l_2}$

..............

第l₁组：$W_{l_1{l}_2}^{(l_1-1)},W_{l_1{l}_2}^{2*(l_1-1)},···,W_{l_1{l}_2}^{(l_1-1)l_2},$

第k级：第一组：$W_{l_1{l}_2··l_k}^1,W_{l_1{l}_2··l_k}^2,···,W_{l_1{l}_2··l_k}^{l_k},$

...................

第l₁l₂...l_k-1组：$W_{l_1{l}_2··l_k}^{(l_1{l}_2··l_{k-1}-1)},W_{l_1{l}_2··l_k}^{(l_1{l}_2··l_{k-1}-1)*2},···,W_{l_1{l}_2··l_k}^{(l_1{l}_2··l_{k-1}-1)*l_k}$

因此，如果不考虑重复项，对于k级混合基分解，旋转因子总数为l₁(l₂-1)+l₁l₂(l₃-1)+....+l₁l₂...l_k-1(l_k-1)。

对于DRM标准中规定的四种OFDM参数，按照混合基分解，不考虑其中重复项，DRM系统中需要的旋转因子个数如表1所示：

表1旋转因子个数表

  FFT运算长度的点数  旋转因子个数  1152  1148(60+64+1024)  1024  1020(60+192+768)  704  700(60+640)  448  444(60+384)

通过表1的统计，在硬件实现OFDM解调时，如果所有的旋转因子均采用ROM存储的方式，即所有的旋转因子存储到第二存储器22(只读存储器ROM)中，假设数据宽度为32位，则总共需要(1148+1020+700+444)×2×32＝211968bit(比特)(相当于211968/1024＝207kb)存储单元，需要大量的存储单元，占用很大的面积。根据分析，ROM存储方法适合于FFT运算长度较小，且要求高速运算的应用中，但是对于DRM系统，采用这种方式直接进行存储是不实际，也没有必要。

根据DRM系统输入速度较慢的特点，本发明在第二存储器22中存储有最基本的旋转因子，其他的旋转因子利用$W_N^{a+b}=W_N^a{W}_N^b$的特点，通过递推计算，利用复数乘法计算得到。针对DRM系统，根据混合基分解，只存储x＝1，2，...，k，k为混合基分解的级数，即只保存W₁₁₅₂¹，W₁₀₂₄¹，W₇₀₄¹，W₄₄₈¹，W₂₅₆¹，W₁₂₈¹，W₆₄¹，W₁₆¹，W₄¹的值，存储空间减少为9×2×32＝576bit(比特)，比直接使用ROM存储节省了368(211968bit/576bit＝368)倍的存储空间。

通过旋转因子单元5计算旋转因子的过程为：

①对于混合基分解的第1级，不需要对应的旋转因子；

②对于混合基分解的第2级，第一组的第一个旋转因子为基本旋转因子，已存储在第二存储器中，第一组的其他旋转因子利用性质$W_N^{a+b}=W_N^a{W}_N^b,$通过递推方法进行l₂-1次复数乘法计算得到，并将计算得到的其他旋转因子存储到第一存储器中；按照同样的方法计算第二组到第l₁组中的其他旋转因子；

③按照混合基分解的第2级相同的方法计算其他级的旋转因子，直至混合基分解的第k级。

针对DRM系统中基于OFDM的解调器，点数为1152、1024、704、448的FFT运算长度，计算旋转因子分别需要1148、1020、700、444次复数乘法运算。本发明的乘法运算的数量虽然增加了，但通过在面积和速度之间进行折中，本发明节省了大量的面积资源。

本发明中的蝶形单元6采用公知的蝶形算法进行相关的运算，根据图2所示的混合基分解，混合基的基数包含基-2，基-4，基-7，基-9和基-11，其中基-2和基-4的结构如下：

         Y[0]＝Z[0]+Z[1]

Radix-2：

         Y[1]＝Z[0]-Z[1]

         Y[0]＝(Z[0]+Z[2])+(Z[1]+Z[3])

         Y[1]＝(Z[0]-Z[2])+(Z[1]-Z[3])

Radix-4：

         Y[2]＝(Z[0]+Z[2])-(Z[1]+Z[3])

         Y[3]＝(Z[0]-Z[2])-(Z[1]-Z[3])

它们不需要乘法运算，基-2运算需要1个周期，基-4运算需要4个周期。而对于基-7、基-9和基-11，由于它们的点数较小，可直接进行DFT运算，其中需要的W_U^v，U＝7，9，11，v＝0，1，...，U-1存储在第二存储器22(只读存储器ROM)中，为了进一步减少存储，根据W_U^v的对称性只存储个复数(符号为结果取上整符号)，总共需要存储空间为15×2×32＝960bit(比特)，它们的DFT运算时间分别为108，165，234个周期。

在进行FFT运算过程中的输入的源操作数暂存在FIFO(First in First Out，先进先出)队列中，FIFO队列是一种能够暂存一定数据的数据结构，其特点是最先输入的数据最先输出，FIFO的深度与FFT运算长度的点数以及系统时钟的频率设置有关。在24Mhz的系统工作频率下，本发明的解调器需要的执行周期数和FIFO的深度具体如表2所示：

表2FFT运算长度对应的FIFO深度表

 FFT运算长度 的点数  执行周期数  OFDM符号间隔时  间  满足实时频  率  24Mhz下  FIFO深度 1152  105869  26.66ms  3.971MHz  212 1024  74428  26.66ms  2.791MHz  153 704  60529  20ms  3.026MHz  121 448  35580  16.66ms  2.136MHz  71