基于传真调制解调建议V.21的FSK调制方法

摘要

本发明是一种基于传真调制解调建议V.21的FSK调制方法，属于通信调制解调技术领域。当待调制二进制数字信号中遇到数字信号0时，用载波频率为1850Hz的载波进行调制，数字信号1则用载波频率为1650Hz的载波进行调制。调制时后一个待调制信号以与其相邻的前一个已调制信号的最后一个采样点的相位值为初始相位，这样可保持整个调制信号相位的连续性。使用本发明中的方法进行调制时，即使频率发生变化也不会引起相位的跳变，从而保证了相位的连续性，相位连续的调制信号传输所占用的频带窄，可以提高信道的利用率。

说明书

技术领域

本发明涉及一种频移键控(frequency-shift-key，简称FSK)调制方法， 具体为一种基于传真调制解调建议V.21的FSK调制方法，属于通信调制解调 技术领域。

背景技术

根据国际电话与电报咨询委员会(Internat ional Telephone and Telegraph Consultative Committee，简称CCITT)建议中的传真调制解调建 议V.21(见附图8)，它是用来传输二进制码控制信号的，V.21调制解调器是 公用电话交换网中使用的传输速率为300波特(Baud)的标准化双工调制解调 器。传真三类机(是目前通用的传真机类型，称G3传真机，同样传真二类机 简称G2传真机)采用半双工方式通信，用于传输二进制控制信号(信令信号)。 使用V.21建议中第二通道的特征频率：传号采用Fa＝1650Hz，空号采用 Fz＝1850Hz。传真三类机的V.21调制解调器采用同步方式工作，不必提供在传 输停止时维持同步所需的信号。该调制解调建议采用FSK调制解调的方法。但 是V.21建议中只提供了调制方法，没有给出具体的调制实现方法，也没有给 出解调方法和具体的解调实现方法，所以要设计符合V.21建议的具体的调制 解调方法。

传真调制解调建议V.21的调制最常用的方法有两种。一种是频率转换法， 如附图1所示。频率转换法有两个独立的振荡器(振荡频率为Fa和Fz)，分别 产生频率f1为1850Hz和f2为1650Hz的载波信号。用数字信号进行控制，当调 制器输入数字信号为0时，输出频率较高的载波信号(特征频率为f1)；输入数 字信号为1时，输出频率较低的载波信号(特征频率为f2)。由于f1和f2出自两 个振荡器，调制输出的FSK信号的相位一般是不连续的，而且其起始相位往往 是随机的。相位不连续的调频波需要占用较宽的传输频带，造成带宽资源的 浪费。

另一种是直接调频法。直接调频法是直接用数字信号控制振荡器的某个 参数而达到改变振荡器频率的方法。这种方法产生的FSK信号的相位是连续 的，所需传输频带较窄，节省带宽资源。但大都用一个振荡器和物理开关的 硬件来实现，这种硬件实现方式不如软件实现灵活，而且实现成本比软件实 现高，附图2是采用直接调频法调制FSK信号的方框图。

发明内容

本发明的主要目的在于克服以往实现的FSK调制方法中调制的相位不连 续或相位连续但不易用软件实现的问题，本发明提出了一种简单易于实现的 符合V.21建议的FSK调制方法，调制方法相位连续，节省带宽资源。

本发明所提出的FSK调制方法既可以用硬件电路或集成芯片来实现，也 可以用软件来实现，软件实现一般要比硬件实现灵活、成本低。

本发明的基本思路：

当待调制二进制数字信号中遇到数字信号0时，用载波频率为1850HZ的 载波进行调制，而数字信号1则用载波频率为1650HZ的载波进行调制。调制 时，累计调制信号中每个采样点前进的相位，后一个待调制信号以与其相邻 的前一个已调制信号的最后一个采样点的相位值为初始相位，这样可以保持 整个调制信号相位的连续性。

本发明采取的具体技术方案如下：

一种基于传真调制解调建议V.21的FSK调制方法，采用了相位连续的直 接调频法，符合国际电话与电报咨询委员会(International Telephone and Telegraph Consultative Committee，简称CCITT)建议中的V.21传真调制解 调建议，V.21建议用于调制待传输的二进制数字控制信号或解调接收的二进 制数字控制信号，具体包括以下步骤：首先用数字码元判决模块判断用于传 输的待调制的二进制数字信号码元是0还是1，如果是0，用频率为1850Hz 的载波频率进行调制，如果是1则用频率为1650Hz的载波进行调制，

1)本调制方法的采样率F为8000Hz，数字信号码元传输速率为300波特 (Baud)，采用插值法对采样率F进行插值，使采样率F为数字信号码元传输 速率的整数倍；

2)用插值后的采样率除以数字信号码元传输速率，得到每个数字信号码 元的采样点数目M，将首个待调制的二进制数字信号码元的初始相位值设为 phase0＝0，经过该数字信号码元的M个采样点后相位前进了phase，那么当 前相位变成了phase1＝phase0+phase，无论下一个待调制数字信号码元是0还 是1，均以该相位作为下一个待调制数字信号码元的初始相位；

依照上述方法，对所有的待调制信号进行调制，即后一个待调制信号以 与其相邻的前一个已调制信号的最后一个采样点的相位值为初始相位；调制 时，采用模2π的方法将相位的大小限制在0～2π范围之内。

本发明的优点：

1)调制方法相位连续，节省带宽资源。

普通的调制方法中相位不连续的原因是每当频率发生变化时，调制信号 的初始相位都会从phase为0开始，这样就会使得调制信号相位有跳变，产 生相位不连续的信号，相位不连续的调制信号传输所占用的频带就比较宽。 而我们采用的调制方法通过记录当前码元的调制信号的相位，作为下一个码 元调制信号的初始相位，这样使得即使频率变化也不会引起相位的跳变，从 而保证了相位的连续性，相位连续的调制信号传输所占用的频带窄，可以提 高信道的利用率。

2)本发明的调制方法用软件实现起来简单灵活、适应性强、成本低。该 调制方法也可以用硬件实现。

附图表说明

图1：频率转换法调制流程图

图2：直接调频法调制流程图

图3：基于V.21的FSK调制算法流程图

图4：高级数据链路控制(HDLC)帧结构

图5：FSK实际数据(在信道中实际接收到的数据)

图6：FSK调制数据(用本发明的调制器将二进制码调制的结果数据)

图7：相位连续的FSK数据(图6中黑框部分的放大后的数据)

图8：V.21建议的参数。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本实施例：

V.21调制器用于传输二进制控制信号，所以输入的信号为二进制数字信 号0和1。

具体实现步骤为(如图3)：

1)首先判断用于传输的待调制的二进制数字信号码元是0还是1。

如果是0，用频率为1850Hz的载波频率进行调制，如果是1则用频率为 1650Hz的载波进行调制。这样依次将待调制的信号进行调制。

由于调制中采用的采样率和待调制的数字信号码元的传输速率不同，所 以调制的时候要对每个数字信号码元进行采样，这里每个数字信号码元的采 样点数目M选为80。由于V.21建议要求的数字信号码元传输速率为300波特， 而本调制方法的采样率F为8000Hz，这将导致每个数字信号码元不能得到整 数个采样点，所以采用计算量小、实现简单的线性插值法，把采样率变成300 波特率的公倍数，例如进行3倍插值，把采样率变成24000Hz。所以，每个 数字信号码元的采样点数目也由80/3个点相应的变成了80个点。具体的插 值实现方法为：设前一个采样点处的样本值为x₁，而后一个采样点处的样本 值为x₂，将这两个采样点之间的区域分成p等份，设当前的采样点t在第q/p 点处，对应的样本值x(t)为：

x(t)＝x₁(p-q)/p+x₂q/p

2)确定了每个数字信号码元的采样点数目M后，把待调制信号的初始相 位值设为phase0＝0，当采样点数为n时前进的相位为phase＝2×π×f×n/F (F＝8000Hz，n＝0，1，……M-1，f为f1或f2)。假设当前传输的数字信号码 元为0，采用频率f1＝1850Hz的正弦波调制，当采样点数没有达到M时，该采 样点前进的相位为phase＝2×π×f1×n/F(F＝8000Hz，n＝0，1，……M-2)，当 采样点数为M时，相位前进了phase＝2×π×f1×(M-1)/F，那么当前相位变 成了phase1＝phase0+phase，该相位作为下一个待调制数字信号码元的初始相 位。如果下一个数字信号码元还是0，则调制采用的载波频率不变；若下一个 数字信号码元变成了1，那么，调制采用的载波频率相应变成了f2＝1650Hz， 但是无论下一个数字信号码元是0还是1，下一个待调制信号的初始相位都是 phase0+phase，相位始终不产生跳变，这样便保证了调制后的信号是相位连 续、频率变化的正弦波信号。

3)如果待调制的数字信号还没有结束，则继续重复以上1)、2)步，否则 结束调制。

调制时，采用模2π的方法将相位的大小限制在0～2π范围之内。

测试结果：

V.21调制解调建议用于调制解调传真过程的二进制控制信令。二进制代 码的传真控制过程都采用高级数据链路控制(High level Data Link Control， 简称HDLC)帧结构(如附图4，注：HDLC帧结构的标志位为0x7E，地址位为 0xFF，而控制、传真控制、传真信息、帧校验序列都是不确定的，要根据实 际的传真通信来确定)。HDLC规程是一种面向比特的链路控制规程，该规程使 通信双方的监控功能通过双方各自向对方发出的一定比特组合来表示命令和 响应，能很好的适应交互操作。基本的HDLC结构由多个帧组成，每帧分为若 干字段，这种结构为帧提供标志、差错校验和正确收到信息的证实。

附图4给出了一个HDLC帧结构，它是由先导序列、标志序列、地址字段、 控制字段、信息字段(分为传真控制字段和传真信息字段)、帧校验序列等组 成。

当输入一段从实际信道上接收的典型的符合V.21建议的FSK调制数据 (图形如附图5)。该段数据是一段截取的数据，从附图5很明显可以看到该 数据的各部分的疏密程度不一样，经频率检测可知疏的部分的频率是1650Hz， 密的部分的频率是1850Hz。该段调制数据实际对应的调制前的二进制HDLC帧 结构数据序列如下：

011111100111111001111110011111100111111001111110011111100111111001 111110011111100111111001111110011111100111111001111110011111100111 111001111110011111100111111001111110011111100111111001111110011111 100111111001111110011111100111111001111110011111100111111001111110 011111100111111001111110011111100111111001111110011111100111111011 111111110000001100001000000100000001000000010000000100000001000000 010000000100000001000000010000000100000001000000010000000100000001 000000010000000100000001000001111010000110011000100111110001010001 011111100111111001111110

进一步采用十六进制表示如下：

7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E FF C0 C2 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 1E 86 62 7C 51 7E 7E 7E

根据CCITT建议中的传真通信规程T.30，以上数据序列中前端是若干个 0x7E(01111110)为标志位(不同品牌的G3传真机获得的调制前的HDLC帧 结构中的0x7E的数目以及同一品牌的G3传真机多次重复呼叫时获得的调制 前的HDLC帧结构中的0x7E的数目会略微不同，本段数据中0x7E的数目为41 个)，接下来的0xFF(11111111)为地址位，中间依次是控制字段0xC0 (11000000、0xC2(11000010)，信息字段0x04(00000100)等，中间的信令 每次是不一样的，要根据具体的传真过程(例如，传真机的号码不同，所用 的传真速率不同等都会造成中间的信令不同)来定，最后又出现标志为0x7E (01111110)，这完全符合CCITT建议的T.30通信规程规定的二进制HDLC帧 结构，这是一段典型的具有代表性的数据。将上述二进制信号进行调制，可 得到相位连续的调制信号如附图6，可以看到调制信号是疏密不同的一段调制 数据，疏的部分频率是1650Hz，密的部分频率是1850Hz，将附图6中任取某 一部分(如划黑色框的部分)放大(见附图7)，可以看到黑框中的数据是疏 密不均的(其中有两处粗黑线部分是与其它部分疏密不同的)，说明两个频率 的数据都有，但是放大以后却看不到相位不连续的情况，说明本调制方法能 够保证调制信号的相位的连续性。

用本发明的调制方法将上述二进制信号进行调制后得到调制信号，发送 到G3传真机进行解调验证，G3传真机认可本调制数据，表明调制结果正确。

经过验证，对在不同品牌的传真机上多次重复呼叫所获取的不同的数据 序列所对应的调制前的数据序列用本发明的调制方法调制并传送到G3传真机 上进行解调验证，结果正确。

此外，根据本调制方法设计的软件在CDMA移动通信基站系统上进行V.21 信令调制测试，结果正确。