一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统

摘要

一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统，包括：将通过双天线阵列接收的两路甚高频信号转化为中频数字信号；对两路中频数字信号分别进行滤波抽取、正交变换；把正交变换后的两路复信号送入监视模块进行判断，若无干扰进入解调器，若有干扰对干扰信号进行干扰抑制；将受干扰的信号送入载频估计组，分别对正交变换后的两路信号进行载频估计；进行陷波，把调幅信号中的载波陷掉；将去除调幅载波后的信号送入自适应恒模干扰抑制模块，进行恒模干扰信号的提取，并利用已提取干扰信号进行自适应对消；对上述输出的信号进行解调滤除高频噪声后，送入D/A转换器输出音频信号。本发明可以克服恒模阵列的误捕获现象，从而有效地提高了自适应干扰抑制系统的稳定性。

说明书

技术领域

本发明总体上涉及一种用于民航地空通信的自适应干扰抑制方法及系统。具体地说，涉及一种能够克服恒模阵列误捕获从而更加有效地提高民航地空通信质量，保障飞行安全的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统。

背景技术

甚高频(VHF)通信是目前民航地空通信中最重要的手段，其稳定性和可靠性直接影响着飞行安全。

VHF地空通信电台采用带载波双边带幅度调制(DSB-AM)、半双工通信的工作方式，工作频率范围为118.0MHz至136.975MHz，波道间隔为25KHz，可提供760个通信信道，这些信道可以在广阔的地域内复用。由于国外无线电管理制度及其严格，空管无线电干扰问题不突出，所以他们生产的VHF地空通信设备都没有考虑抗干扰问题。但在国内随着近年来我国民航企业以及电信事业的迅猛发展，电磁环境日趋复杂，民航无线电专用频率受干扰的程度日益严重。就干扰源来看，主要有寻呼台发射机、大功率无绳电话、乡村的调频广播电台、车载电台等，这些干扰源具有恒包络特性。目前，民航一般采用改频、监测和清查等被动的非技术手段，不能从根本上解决问题，无线电干扰成为影响民航安全地重大危险源之一。

专利申请200410075232.X中提出了用于调幅接收机抑制脉冲干扰的方法和装置，但不适用于民航地空通信中相对脉冲干扰较为复杂的情况。北京航空航天大学科技园研发出基于甚高频数据链的自动相关监视(ADS)系统，该系统可进行VHF地空通信电台的干扰分析以及预新建VHF地空通信电台、预指配频率的干扰预测评估，从而给出一系列可供指配的、合理的可用频率。民航内话系统采用的话音优选技术是一种基于同频异址VHF语音信号一主、二备、三应急配置的语音信号处理技术，将各路同频异址信号进行实时处理，从而获得语音质量参数，将获得的质量参数进行比较，选出最优信号输出到管制员面板。但它们都不能从本质上去除民航地空通信中的干扰。

在专利申请200710057268.9的公开说明书中，提出了一种基于恒模阵列的民航地空通信自适应干扰抑制方法及系统，它是利用恒模阵列提取恒模信号，再将其作为自适应对消器的参考信号，进行自适应对消，从而得到地空通信信号。恒模阵列是一种盲自适应波束形成器，其权系数可利用恒模算法进行更新，且具有收敛速度快、计算简单的性能，并且信号恢复的性能对阵列的结构不敏感。因此专利申请200710057268.9从信号处理的角度提出了一种能够从本质上消除民航地空通信中常见恒模干扰信号的方法。

然而业已证明，如果非恒模信号的峰度小于2，则恒模阵列也会捕获非恒模信号。在地空通信中所采用的信号为带载波双边带幅度调制信号，其峰度小于2，因此恒模阵列有可能收敛到带载波双边带幅度调制信号而不是恒模信号，从而产生误捕获。恒模阵列捕获信号的性能与初始权向量和阵列输出端信号的相对功率有关。对于源信号和阵元数均为2的情况，恒模阵列有可能捕获具有较大功率的信源。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种能够提高民航地空通信质量，保障飞行安全，也可用于其它通信系统中，提高接收性能克服信号误捕获的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统。

本发明所采用的技术方案是：一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统，其中方法包括有以下步骤：

(1)将双天线阵列接收的两路甚高频信号分别转化为中频信号；

(2)对下变频得到的两路中频信号分别进行模数转换；

(3)对模数转换后的两路中频数字信号分别进行滤波抽取；

(4)对抽取滤波后的信号进行正交变换，将实信号变为复信号；

(5)将正交变换后的两路复信号送入监视模块，判断信号是否受到干扰，若无干扰转入步骤(9)，若有干扰转入步骤(6)；

(6)在调幅信号载频频率范围已知的基础上，对滤波抽取后的信号进行载频估计；

(7)以载频频率估计值作为参考信号，进行陷波，将调幅信号中的载波陷掉；

(8)将去除调幅载波的信号送入自适应恒模干扰抑制模块进行恒模干扰信号的提取，并对已提取干扰信号进行自适应对消；

(9)对步骤(5)或步骤(8)两者之一所输出的无干扰信号进行解调，再经低通滤波器滤除高频杂波，最后进行D/A转换输出清晰的音频信号。

第(1)步所述的将甚高频信号转化为中频信号是通过低噪音高频放大器、三级混频器及自动增益控制电路完成的。

第(4)步所述的正交变换是在复数域将线性卷积混合模型转换为便于恒模信号提取的线性瞬时混合模型。

第(5)步所述的对正交变换后的复信号送入监视模块进行判断是利用两路信号的相关系数进行判断，包括如下步骤：计算两路数据的相关系数ρ；判断是否大于阈值th；大于阈值th表明有用地空通信信号没有受到干扰，取其中一路信号送入解调器；否则将两路受干扰信号送入载频估计组和陷波器组。

第(6)步所述的对正交变换后的信号进行载频估计，是利用戈策尔算法进行载频估计。

第(7)步所述的将信号中的载波陷掉是基于恒模阵列有时会捕获到峰度小于2的非恒模信号这一现象进行的，载波陷掉后信号峰度大于2从而避免恒模阵列出现误捕获现象。

第(8)步所述的干扰信号的提取是利用常见干扰具有的恒包络特性执行恒模干扰信号的盲提取；并利用自适应对消技术对已提取的恒模干扰信号进行对消，具体将恒模阵列输出的恒模信号作为期望信号，一路经正交变换后的受干扰信号作为输入信号。

第(9)步所述的对无干扰信号进行解调，是采用包络检波方法，信号解调后再经低通滤波器滤除高频杂波。

本发明的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制系统，包括有接收信号的双天线阵列；对双天线阵列所接收的信号进行信号处理且依次相连的射频处理组、模/数转换组、数字下变频组及正交变换组；与正交变换组相连并对其输出的数字信号进行判别的监视模块；对监视模块输出的有干扰信号进行载频估计和陷波的载频估计组和陷波器组；对监视模块输出的无干扰信号和自适应恒模干扰抑制模块输出的干扰抑制信号进行解调的解调器；与解调器的输出相连的数/模转换器和与数/模转换器相连的音频输出。

所述的双天线阵列、射频处理组、模/数转换组、数字下变频组分别由两路参数一致的天线、射频处理单元、模/数转换单元、数字下变频单元组成。

所述的正交变换组、载频估计组、陷波器组分别由两路参数一致的正交变换单元、载频估计单元、陷波器组成。

所述的射频处理组包括有两组依次相连的：低噪声放大器、带通滤波放大电路、一级混频电路、带通滤波放大电路、二级混频电路、带通滤波放大电路、压控衰减器、中放电路、三级混频电路、带通滤波放大电路，中放电路的输出还连接检波电路、检波电路还通过比较器与压控衰减器相连，三级混频电路还连接三本振电路；其中两组之间的：三级混频电路通过三本振电路相连，一级混频电路通过第一频率合成器相连，二级混频电路通过第二频率合成器相连；两组中的低噪声放大器分别连接接收天线，而第一频率合成器和第二频率合成器还分别连接晶振电路。

本发明的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统，在充分考虑了民航地空通信的特点和民航地空通信中常见干扰源特性的前提下，提出的先载波抑制后进行恒模信号提取的干扰抑制方法，巧妙地避免了恒模阵列误捕获到调幅信号，提高了民航地空通信系统抗干扰的稳定性。本发明考虑到民航地空通信在绝大多数情况下不会受到两个或两个以上的干扰，而且噪声功率远低于干扰和有用信号的功率，可以忽略不计，因而采用双天线阵列；其次，本发明利用恒模盲信号处理技术和自适应干扰对消技术，无需使用任何参考信号，即可消除严重影响VHF电台接收性能的外部恒模干扰，提高信干比；另外，利用民航地空通信中信号的窄带特点将线性卷积混合模型转换为线性瞬时混合模型，有效地简化了盲信号信号处理的复杂度。本发明的方法实用性强、成本低，并且可用于其它调幅接收机中。本发明不但能很好地解决民航地空通信中目前的干扰问题，而且可根据未来实际情况随时进行系统的升级和维护。

附图说明

图1是本发明方法所使用的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制系统框图；

图2是射频处理组构成框图；

图3是正交变换单元结构示意图；

图4是监视模块工作流程图；

图5是Goertzel算法递推流程图；

图6是陷波器结构示意图；

图7是恒模阵列组成框图；

图8是自适应干扰对消器组成框图；

图9未加陷波时恒模阵列输出信号属性判断结果统计效果图；

图10a是原语音信号波形效果图；

图10b混合信号直接解调的语音信号波形效果图；

图10c是经自适应干扰抑制后解调的语音信号波形效果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法及系统的给予详细说明。

本发明的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制方法，充分考虑到地空通信系统同时受到两个或两个以上干扰的情况极少，此外噪声功率远低于干扰和有用信号的功率，可以忽略不计，因而采用双通道接收系统。从常见干扰信号为恒模信号而有用信号为非恒模信号的角度出发，通过对两路接收通道接收的信号进行处理，实现干扰的自适应抑制。具体是采用如图1所示的先陷波再进行恒模信号提取的民航地空通信自适应干扰抑制系统，来自适应抑制地空通信中的干扰，提高通信质量，包括以下步骤：

第一步，将通过双天线阵列接收的两路甚高频信号分别转化为中频信号。

是采用如图2所示的电路，将阵列天线1和2接收到的信号通过由低噪声高频放大器、三级混频器及自动增益控制电路(图2中虚框部分)组成的射频处理，无线电信号通过射频处理后转化为1.25MHz中频信号，以便后续信号处理。在本实施例中，所述的低噪声高频放大器、三级混频器及自动增益控制电路等电路均由现有的电路或原理实现。三级混频后得到的三级中频分别为465MHz、70MHz、1.25MHz。

第二步，对下变频得到的两路中频信号分别进行模数转换。

通过A/D转换组分别对射频处理组输出的两路模拟中频信号实施模数转换，从而降低对后续数字滤波器的设计要求，本实施例中采用了过采样的方案，实际使用的采样率为5MHz，采样位数12bit。

第三步，对模数转换后的两路中频数字信号分别进行数字下变频滤波抽取。

通过所述数字下变频组分别对模数转换输出的两路数字信号进行滤波抽取，将数据率从5MSps下降到合适的程度，目的是提高实时性和降低后续信号处理的运算量。在本实施例中，使用了两级带通滤波抽取，每次抽取5倍，最后采样率降到200KSps。

第四步，对抽取滤波后的信号进行正交变换，将实信号变为复信号。对两路数字中频信号进行正交变换，正交变换后将实信号变为复信号，在复数域将线性卷积混合模型转换为便于恒模信号提取的线性瞬时混合模型。

图1中阵列天线1和2接收到的信号为源信号不同时延的线性混合即源信号的卷积混合，但由于在VHF地空通信系统中，调幅信号传播带宽为25KHz，相对于信号的载频(118.00MHz～136.975MHz)很小，并且接收天线的间距设置为半波长，此时信号到达两个天线的时延没有引起两天线接收信号包络的变化，那么信号在不同天线之间的时延可以简化为相移，因此盲信号提取线性卷积混合模型可以简化为线性瞬时混合模型。由于阵元相隔比较近，而飞机的飞行高度较高，那么飞机相对于两个阵元天线的角度近似相等，因此信号到两天线的多普勒频移一样。又已知飞机在大部分飞行时段内都是匀速飞行的，所以设信号的多普勒频率恒定f_d(t)＝f_d。同时由于民航VHF通信系统具有高信噪比的特点，因此在干扰抑制系统中不考虑噪声的影响。假设阵元1为零时延参考阵元，那么阵元1、2接收到信号的复数形式分别为：

x(t)＝As(t)             (1)

式中$x\left(t\right)=\left(\begin{array}{c}{x}_1\left(t\right)\\ x_2\left(t\right)\end{array}\right)$为观测信号向量，$s\left(t\right)=\left(\begin{array}{c}{\tilde{s}}_1\left(t\right)e^{-j2\pi (f_0+f_d)t}\\ {\tilde{s}}_2\left(t\right)e^{-j2\pi f_{0}t}\end{array}\right),$和分别是有用和干扰信号的基带信号，f₀为载波频率，$A=\left(\begin{array}{cc}{a}_1& a_2\\ a_1{e}^{j2\pi (f_0+f_d){\tau }_1}& a_2{e}^{j2\pi f_0{\tau }_2}\end{array}\right)$为混合矩阵，a₁∶a₂代表两个源信号的振幅混合比例，τ₁和τ₂是阵元2相对于两信源的时延。由此看出，我们在复数域将民航地空通信中接收信号的模型等效为线性瞬时混合模型。

所述正交变换是在如图3所示(x表示两路信号x₁、x₂中的一路；x_h表示与x相对应的两路复信号x_h1、x_h2中的一路)的正交变换单元中进行，对抽取滤波后的两路信号x₁、x₂进行正交变换，将实信号变换成复信号x_h1、x_h2，将得到的复信号送入监视模块。

图3中的FIRQ为一Hilbert滤波器，其系数满足：

$h_q\left(n\right)=\frac{1}{\pi (n-M/2)}[1-{(-1)}^{n-M/2}]w\left(n\right),(1\le n\le M+1)---\left(2\right)$

式(2)中，M为滤波器阶数，w(n)为Blackman窗，满足下式：

w(n)＝0.42-0.5cos(2πn/(M+2))+0.08cos(4πn/(M+2))  (1≤n≤M+1)    (3)

图3中的FIRI为一延时器，延时M/2个单元，在本实施例中M取88。

数字下变频组输出的两路信号x₁、x₂分别通过FIRI和FIRQ后形成各自的同相分量x_1I、x_2I和正交分量x_1Q、x_2Q，最后合并形成两路复信号x_h1、x_h2：

x_h1＝x_1I+j*x_1Q

x_h2＝x_2I+j*x_2Q          (4)

第五步，对正交变换后的复信号送入监视模块进行判断，判断信号是否受到干扰，若无干扰转入步骤9，若有干扰转入步骤6。

所述监视模块其工作流程如图4所示，包括如下步骤：输入两路数据x_h1和x_h2；计算两路数据的相关系数ρ；判断是否大于阈值th；大于阈值th则进行解调；否则进入载频估计组和陷波器组。

所述监视模块中计算两路数据的相关系数其计算公式如下：

$\rho =\left|\frac{E\{x_{h1}\left(n\right)·{x_{h2}}^{*}\left(n\right)\}}{\sqrt{E\left\{{\left|x_{h1}\left(n\right)\right|}^2\right\}·E\left\{{\left|x_{h2}\left(n\right)\right|}^2\right\}}}\right|---\left(6\right)$

其中()^*表示共轭运算，E()表示求统计期望。

如果相关系数ρ小于设定的阈值th就可确定接收信号受到干扰，将两路信号送入载频估计组和陷波器组；否则判断信号没受到干扰，将其中一路信号直接送入解调器进行解调。阈值th可设为一个接近于1的数值，在本实施例中设为0.9901。

第六步，在调幅信号载频频率范围已知的基础上，对滤波抽取后的信号进行载频估计。所述载频估计是在载频估计组中对正交变换组输出信号x_h1、x_h2，利用戈策尔(Goertzel)算法进行载频估计，目的是为陷波器组中的两个陷波器提供频率初始值f_kmax1、f_kmax2，以提高陷波器的收敛速度。

其中载频估计单元采用的Goertzel算法是利用旋转因子$W_N^k=e^{-j2\mathrm{\pi k}/N}$的周期性$W_N^{-\mathrm{kN}}=1,$将DFT(离散傅里叶变换)运算表示成线性滤波运算，差分运算的形式使得其递推性更好。图5给出Goertzel算法递推流程图(f_kmax表示f_kmax1、f_kmax2中的一个)，其递推表达式为：

$v_k\left(n\right)=2\cos \frac{2\mathrm{\pi k}}{N}{v}_k(n-1)-v_k(n-2)+x_h\left(n\right)---\left(6\right)$

$f_k\left(n\right)=v_k\left(n\right)-W_N^k{v}_k(n-1)---\left(7\right)$

在本实施例中，式(6)、式(7)中的N取200K，k为需搜索频率区间的频率点，式(6)的初始条件设为v_k(-1)＝v_k(-2)＝0，n＝0，1，...，N₁，N₁取N/10(即20K)，x_h(n)为监视模块输出的两路复信号x_h1、x_h2中的一路信号，输出f_k(n)是该路信号对应频率点k的频谱。本实施例采用基于Goertzel算法载频估计的具体流程为：

(1)在每个频率点k，对n＝0，1，...，N₁迭代计算式(6)，然后在n＝N₁计算式(7)，从而得到L个频率点的频谱(本实施例中，频率点k位于以载频估计初始值即50KHz为中心±500Hz的频率区间内，L取101，即频率点之间间隔10Hz)；

(2)求L个频率点频谱f_k(N₁)中幅度最大对应的频率点f_kmax(即对L个点的f_k(N₁)取模，求这些模值中的最大值)，并以此载频估计值f_kmax为中心更新频率区间为[f_kmax-10Hz，f_kmax+10Hz]；

(3)对更新的频率区间使用新的采样数据重新开始L个频率点的频谱计算，在采样点再次达到N₁时求L个频率点频谱中幅度最大对应的频率点f_kmax，以此时得到的f_kmax为自适应陷波器的频率初始值。

第七步，以载频频率估计值作为参考信号，进行自适应陷波，将调幅信号中的载波陷掉，去掉载波后的幅度调制信号峰度大于2，恒模阵列不会收敛到峰度大于2的信号，从而避免了恒模阵列出现误捕获。

所述陷波器组是由两路如图6所示的自适应陷波器组成(x′(n)表示两路信号x₁′(n)、x₂′(n)中的一路)，第一路自适应陷波器输入信号有：监视模块输出的信号项x_h1和载频估计输出值f_kmax1，第二路自适应陷波器输入信号有：监视模块输出的信号项x_h2和载频估计输出值f_kmax2，输出两路陷波后信号x₁′(n)和x₂′(n)送入自适应恒模干扰抑制模块，用于恒模信号的提取。

图6陷波器的基本工作过程为，监视模块输出的信号x_h通过IIR滤波器，输出去除载波的误差信号x′(n)：

x′(n)＝x_h(n)+a(n)x_h(n-1)+x_h(n-2)-ra(n)x′(n-1)+r²x′(n-2)    (8)

其中a(n)是需要调整的陷波器参数，它最终收敛到-2cosω₀，以陷除位于频率ω₀的调幅载波，r是陷波器的极半径，应该略小于1，本实施例中取0.99995。

对于a(n)的更新算法，先令$g\left(n\right)=\frac{{\partial x}^{\prime }\left(n\right)}{\partial a\left(n\right)},$即式(8)对a(n)求偏导，得：

g(n)＝x(n-1)-rx′(n-1)-ra(n)g(n-1)+r²g(n-2)    (9)

应用LMS算法，得a(n)的更新公式：

a(n+1)＝a(n)-2μx′(n)g(n)                     (10)

式(10)中，0≤μ≤1为步长，a(0)为载波估计值。

由以上推导，本实施例采用自适应陷波算法步骤如下：

(1)初始化：g(0)＝g(-1)＝0，x′(0)＝x′(-1)＝0，r＝0.99995，μ＝0.0001，a(0)由载频估计单元的输出值求出，即-2cos(2πf_kmax)；

(2)计算式(8)和式(9)，得到去除载波的误差信号x′(n)；

(3)重复步骤2。

第八步，将受到干扰的信号送入自适应恒模干扰抑制模块进行干扰信号的提取，并对已提取的恒模干扰信号进行自适应对消。

包括如下步骤：经过监视系统判断后若地空通信信号受到干扰，则将陷波器组输出的陷波后信号送入如图7所示的恒模阵列，执行恒模干扰盲提取；将提取的恒模干扰信号作为期望信号，监视模块输出的一路复信号作为输入信号送入如图8所示的自适应干扰对消器，进行自适应干扰对消。

信号经前端处理，到达恒模阵列的离散信号记为x′(n)，经过自适应更新的权向量w(n)加权求和，得到恒模干扰输出为：

y_cma(n)＝w^H(n)x′(n)                        (11)

式中x′(n)＝[x′₁(n)，x′₂(n)]^T为陷波器输出的两路复信号，w(n)＝[w₁(n)，w₂(n)]^T为自适应的权向量，采用恒模算法对权向量进行更新。本实施例中采用1-2型最陡下降恒模算法，权向量更新公式为：

w(n+1)＝w(n)+μx′(n)e^*_cam(n)                   (12)

式中$e_{\mathrm{cma}}\left(n\right)=2[\frac{y_{\mathrm{cma}}\left(n\right)}{\left|y_{\mathrm{cma}}\left(n\right)\right|}-y_{\mathrm{cma}}\left(n\right)],$μ为步长因子，一般取一个比较小的数，本实施例中选为0.002。

自适应对消器采用式(11)所得的恒模阵列输出y_cma(n)作为参考输入，结合监视模块输出的一路受干扰信号进行恒模干扰对消从而得到民航地空通信所需的有用信号，记为：

e(n)＝x_h1′(n)-u^*(n)y_cma(n)                    (13)

式中u(n)为对消器的自适应权系数，采用复数递推最小二乘(CRLS)算法完成权值更新。

CRLS的代价函数为：

$J\left(u\right)=\underset{k=0}{\overset{n}{\Sigma }}{\lambda }^{n-k}{|{x_{h1}}^{\prime }\left(k\right)-u\left(k\right)y_{\mathrm{cma}}\left(k\right)|}^2---\left(14\right)$

式中：0＜λ＜1称为遗忘因子，在本实施例中取为0.9999。

在此，针对恒模信号的特点，对传统的CRLS进行改进以简化运算。具体为先对恒模信号作归一化处理：

$\frac{y_{\mathrm{cma}}\left(n\right)}{\left|y_{\mathrm{cma}}\left(n\right)\right|}=e^{-\mathrm{j\beta }\left(n\right)}---\left(15\right)$

式中β(l)代表恒模信号的复相位。得到自适应对消器的权值更新为：

$u\left(n\right)\text{=}\frac{\mathrm{\lambda r}(n-1)+{x_{h1}}^{\prime }\left(n\right)e^{\mathrm{j\beta }\left(n\right)}}{1+\mathrm{\lambda R}(n-1)}---\left(16\right)$

式中R(n)＝λR(n-1)+e^-jβ(n)e^jβ(n)＝λR(n-1)+1；r(n)＝λr(n-1)+x_h1′(n)e^jβ(n)。

第九步，对步骤5或步骤8两者之一所输出的无干扰信号进行解调，再经低通滤波器滤除高频杂波，最后进行D/A转换输出清晰的音频信号。

对自适应恒模干扰抑制模块输出的数字中频信号或从监视模块直接输出的数字中频信号进行解调，采用包络检波方法，并利用D/A(数/模)转换单元进行数模转换，就可输出清晰的音频信号。

图9是给出了未加陷波时恒模阵列在不同AM有用信号和FM干扰信号功率比的混合情况下输出信号属性判断结果统计图。可以看出在FM功率较大时可以准确无误的收敛到恒模信号，但是随着AM信号功率的增加，恒模阵列收敛到非恒模AM信号的概率也随着增加，从而出现了误捕获现象，导致干扰抑制系统的不稳定。在与图9所示实验的同样条件下，本发明所采用的先陷波后恒模信号提取的方法可以100％的消除误捕获现象。

本实施例中对AM有用信号和FM干扰信号发射功率相同时进行干扰抑制实验，实验中w＝[-0.6+0.7j，-0.4+0.5j]^T，μ＝0.002，图10a为原语音信号波形图，图10b为混合信号直接解调的语音信号波形图，而图10c为经自适应干扰抑制后解调的语音信号波形图。可以看出本发明所采用方法有效地抑制了地空通信中的恒模干扰信号，提高了语音通话质量。

如图1所示，本发明的一种新的民航地空通信双通道恒模干扰抑制系统，包括有接收信号的双天线阵列1、2；对双天线阵列1、2所接收的信号进行信号处理且依次相连的射频处理组3、模/数转换组4及数字下变频组5；与数字下变频组5相连并对其输出的数字信号进行正交变换的正交变换组6；与正交变换组相连并对其输出信号进行判别的监视模块7；对监视模块7输出的有干扰信号进行载频估计的载频估计组8；对信号进行陷波的陷波器组9；对陷波器组9输出的有干扰信号进行干扰抑制的自适应恒模干扰抑制模块10；对监视模块7输出的无干扰信号和自适应恒模干扰抑制模块10输出的干扰抑制信号进行解调的解调器11；与解调器11的输出相连的数/模转换器12和与数/模转换器12相连的音频输出13。

上述的双天线阵列1、2、射频处理组3、模/数转换组4、数字下变频组5分别由两路参数一致的天线、射频处理单元、模/数转换单元、数字下变频单元组成。

上述的正交变换组、载频估计组、陷波器组分别由两路参数一致的正交变换单元、载频估计单元、陷波器组成。

如图2所示，其中所述的射频处理组3包括有两组依次相连的：LNA(低噪声放大器)14、BPF(带通滤波)放大电路15、一级混频电路16、BPF放大电路17、二级混频电路18、BPF放大电路19、压控衰减器20、中放电路21、三级混频电路22、BPF放大电路23，中放电路21的输出还连接检波电路25、检波电路25还通过比较器24与压控衰减器20相连，三级混频电路22还连接三本振电路26；其中两组之间的：三级混频电路22通过三本振电路26相连，一级混频电路16通过第一频率合成器27相连，二级混频电路18通过第二频率合成器29相连；两组中的LNA(低噪声放大器)14分别连接天线1和天线2，而第一频率合成器27和第二频率合成器29还分别连接晶振电路28。