软开关三相PWM逆变器输出电流波形失真的补偿方法

摘要

本发明涉及一种软开关脉宽调制三相逆变器输出电流波形失真的补偿方法。该方法的具体步骤为：首先通过分析，得出目标电流波形，由该目标电流波形反推出补偿电流波形所需的PWM脉冲宽度的计算公式；根据该计算公式编写成补偿所述输出电流波形的一般控制程序；将所述一般控制程序输入所述软开关脉宽调制三相逆变器的控制电路中的数字信号处理器；最后把包括所述电流波形的频率、所述锯齿波的周期以及调制度等具体参数赋予一般控制程序，在所述控制电路中运行该程序，对所述输出电流波形进行补偿。本发明分析了软开关PWM逆变器电流波形畸变的原因，提出相应的补偿方法，有效地改善了逆变器的输出电流波形。

说明书

技术领域

本发明一般涉及脉宽调制(PWM)三相逆变器，尤其涉及软开关三相PWM逆变器输出电流波形失真的补偿方法。

背景技术

近年来，为了抑制电磁干扰(EMI)，减少功率开关器件的电压、电流应力及开关损耗，人们普遍关注软开关电力变换技术研究。采用零电压开关(ZVS)的PWM逆变器便是其中之一。图1为零电压开关三相PWM逆变器控制电路，逆变桥上的各个功率开关器件的导通都是在直流母线上电压为零时进行的。由于每个功率开关器件都并联有缓冲电容，其关断总是以零电压切换(ZVS)进行的，故关断时刻不受母线电压为零的约束。为了减少谐振电路的损耗和便于控制，PWM调制不采用传统的三角载波，而是采用锯齿波。利用电流检测电路检测出三相电流的极性，定义电流流向电动机时电流为正，反之为负。当逆变桥的输出电流极性为正时采用正斜率锯齿波，为负时采用负斜率锯齿波，如图2所示。由于采用了交替的正负斜率锯齿波进行PWM调制，其输出电流波形较单纯用正斜率锯齿波(或负斜率锯齿波)调制时粗糙，即高次谐波的幅值较大，见图3。这也是零电压开关PWM逆变器付出的一点代价。本发明的目的在于减小软开关脉宽调制三相逆变器的输出电流波形的高次谐波。

发明内容

本发明提供了一种软开关三相PWM逆变器输出电流波形失真的补偿方法，其中，包括下述步骤：

1)分析步骤，包括：

测出各相电流的过零点；若过零点处相电流由负变正，则该电流所对应的相脉冲的位置是由紧靠载波周期的右边改为紧靠载波周期的左边；若过零点处相电流由正变负，则该电流所对应的相脉冲的位置正好相反；

把在锯齿波斜率交替变化前后几个载波周期中没有进行电流补偿的电流波形和对应的脉宽调制信号与锯齿波不翻转时对应的载波周期中的电流波形作比较，得出补偿后要生成的目标电流波形；

由所述目标电流波形反推出补偿电流波形所需的PWM脉冲宽度的计算公式；

2)编程步骤，包括：

把所述计算公式编写成补偿所述输出电流波形的一般控制程序；

将所述一般控制程序输入所述软开关脉宽调制三相逆变器的控制电路中的数字信号处理器；以及

3)补偿步骤：

把包括所述电流波形的频率、所述锯齿波的周期以及调制度等具体参数赋予一般控制程序，在所述控制电路中运行该程序，对所述输出电流波形进行补偿。

附图说明

图1是零电压开关三相PWM逆变器控制电路；

图2示出锯齿波正负斜率与电流极性的关系；

图3示出未经补偿的输出电流的波形；

图4是电流极性翻转时i＜0到i＞0的波形；

图5是电流极性翻转时i＞0到i＜0的波形；

图6是实施本发明的补偿方法前的PWM模式；

图7是实施本发明的补偿方法后的PWM模式；

图8是实施本发明的补偿方法后输出电流波形。

具体实施方式

从图3的电流波形可以看出，电流波形失真都是在三相电流极性转换时，即从i＜0到i＞0或从i＞0到i＜0时出现电流波形失真，从而可以看出电流波形失真是由于正负斜率锯齿载波根据电流极性翻转时造成的，下面就从这方面分析其失真原因。

图4是电流极性翻转时i＜0到i＞0的波形。从图中可以看出，由于电流极性的翻转，锯齿载波从负锯齿载波变为正锯齿载波，PWM脉冲的高电平从紧靠载波周期的右面变到紧靠载波周期的左面，使两个载波周期中的PWM脉冲的高电平连在一起(图11中最上面一个脉冲波形)，从而电流波形比锯齿载波不翻转时抬高了(图11中最下面一个波形)。为了使电流波形与锯齿载波不翻转时等效，就必须使电流极性翻转后的第一个载波周期中的脉冲宽度减小，减小电流上升时间，增大电流下降时间(图11中最下面一个波形的虚线部分)，这样使输出电流波形的等效中心线与不翻转锯齿载波极性时的电流波形相一致。据此反推出在电流极性翻转后的第一个载波周期中的PWM脉冲宽度，如式(1)～(3)。

图5是电流极性翻转时i＞0到i＜0的波形，与前面的情况正好相反。

从以上分析可以看出，要使电流波形不失真就必须对电流极性翻转后的一个载波周期中的PWM脉冲宽度作调整，即把图4和图5中的T_S-T_C部分变窄，由图可知，由不翻极性下的电流波形得出不失真电流的等效中心线，再将图4和图5中的仅翻极性下的电流波形与不翻极性的电流波形相比较，就可以推出使电流波形不失真所需的PWM脉冲宽度T_a，用式(1)～(3)表示：

$T_c=\frac{T_S}{2}-\frac{T_S}{2}M\sin \mathrm{\omega t}---\left(1\right)$

$T_b=\frac{7}{4}{T}_c=\frac{7}{8}{T}_S(1-M\sin \mathrm{\omega t})---\left(2\right)$

$T_a=T_S-T_b=T_S-\frac{7}{8}{T}_S(1-M\sin \mathrm{\omega t})$

$=\frac{T_S}{8}+\frac{7}{8}{T}_{S}m\sin \mathrm{\omega t}---\left(3\right)$

这里，T_s是极性不翻转的PWM波形的周期，M是调制度，而ω是电流波形的角频率。这样，将锯齿波斜率变化后的第一个载波周期中的PWM脉冲宽度在电流从i＜0到i＞0时，使之变窄，相应地减少了电流上升时间，使极性翻转后的电流波形下降，与正常电流波形的等效中心线重叠。而在电流从i＞0到i＜0时使PWM脉冲宽度增大，加大电流上升时间，使电流波形上升与正常电流波形的等效中心线相一致。

图6是实施本补偿方法前的PWM模式。从图中可以看出V相的电流极性发生了翻转，从以上分析可知，要得到良好的正弦电流波形就要把图6中的模式8下的V相PWM脉冲宽度按式(3)进行调整，如图7所示。经实施本补偿方法后实测的的电流波形如图8所示，显然图8的电流波形比图3的电流波形正弦度要好，经示波器检测，图8的5次谐波的幅值比基波小-42.8dB，即5次谐波的幅值是基波的0.73％。

本发明分析了软开关PWM逆变器电流波形畸变的原因，提出相应的补偿方法，有效地改善了逆变器的输出电流波形。