双桥直流－直流变换器及其控制方法

摘要

本发明公开一种直流－直流变换器电路(DC－DC Converter)及其控制方法；这种变换器是由两个DC－AC逆变器组成，每个DC－AC逆变器各自能产生对称，隔离的方波或类似的交流输出电压。通过移动其中一个DC－AC逆变器的相位，这二个DC－AC逆变器加到直流输出滤波电路的相应电压重叠部分随之改变，从而达到调节输出电压的目的。双半桥和双全桥直流－直流变换器是二个典型的这种变换器。它们的桥式逆变器在正常运作时，总是运行在50％的占空比，以实现宽载的零电压开关切换(ZVS)，同时又消除循环电流，从而提高电力变换的效率。对于低输出电压的调节和启动，该电路则运行在脉宽调制(PWM)状态。

说明书

技术领域

本发明涉及的直流-直流变换器(DC-DC Converter)，这种变换器有二个功率变压器，并用PWM和移相混合控制，并具有宽载ZVS和零循环电流的特征。更具体的是双半桥和双全桥直流-直流变换器。

背景技术

在电力变换领域，通常是用高频开关技术，把直流电从一个电压等级变换到另一隔离的电压等级。开关技术的使用极大地减小了变换器的体积，并提高了变换效率。正当工业界享用这种开关技术的同时，它又面临着新的挑战，这些挑战包括进一步提高变换效率，减少体积和降低由开关电压和电流引起的电磁干扰(EMI)。对于这些挑战，人们把许多努力集中在以下4个方面：

1、宽载的零电压开关切换(ZVS)；

2、消除循环电流；

3、输出整流管反向恢复能量的回收；

4、输出整流管反向振荡电压的钳位和消除；

并开发出许多良好的技术。这些技术包括移相全桥式或PWM控制的全桥变换器和不对称半桥变换器等。最为广用的是移相全桥变换器，尤其是在大功率领域上。Texas Instruments公司已在其应用说明U-136A“Phase-Shifted Zero Voltage Transition Design Considerationand the UC3875 PWM Controller”上对此电路作了详细介绍。所指的移相全桥直流-直流变换器是依靠包括变压器磁化电流和副边耦合到原边的电流来充放滞后臂开关管的寄生电容。同时它也依靠循环电流和储存在变压器漏磁电感上的能量来激发变压器漏感与超前臂寄生电容之间的振荡。当输出电流达到一定值时，开关原件的寄生电容即可在栅极死区时间内被完全充满电或放完电。开关管则可在其输出端电压降为零时被触发导通。这种开关技术即为所谓的零电压开关切换(ZVS)，由于开关管的寄生电容在零电压时已无能量对开关管释放。这样的控制在一定负载范围内即消除了开关损耗。然而在剩余的轻载区，开关管只好在其寄生电容还有电压时就被触发导通。此时，寄生电容上的能量即全部释放到开关管里。这种非零电压开关导致部分的开关损耗和更严重的电磁干扰。在轻载，尤其零载时，有效的占空比和相对应的加在功率变压器上的伏秒值，在输出电感电流变为不连续时变小。在这种情形下，副边耦合到原边的输出电流和变压器磁化电流都无法在开关管要导通时充分减小开关管输出端的电压，而引起相当显著的开关损耗。在者，该拓扑几乎无法回收由输出整流二极管反向恢复而引起的漏磁能量，也无法控制由这一漏磁能量引起的原副二边的电压振荡。这一能量最终一部分消耗在功率回路上。另一部分则以电磁能的形式被发射到空间，从而引起的发热和EMI问题。

为减轻以上问题，Richard Redl等发明了一个简单而有效的电路。详见美国专利5198969[2]。功率变压器与振荡电感相连的节点由一对二极管把它钳位到直流输入的+极和-极。这个具有振荡电感的钳位电路减小了由输出整流元件引起的瞬态电流，捕获到这一瞬态电流在原边的能量，并显著减少原副二边的电压振荡。所被捕获到的能量以电流的形式储存在振荡电感里，并在由这一振荡电感，一个钳位二极管和一个开关管组成的回路中循环。这一能量一部分以热的形式消耗到电路上，另一部分能量则在这一开关打开时用于振荡，并反馈到输入电源。使用大电感值的振荡电感能减小输出整流器的电流变化率，从而减小这一瞬态电流。在以损失占空比为代价的情况下，在一定程度上，电路的效率得到提高。使用大的电感值的振荡电感也能增大轻载范围的ZVS。

为进一步增大轻载的ZVS范围，许多电路被发明。这些电路可以归为两类：第一类是由辅助开关控制的振荡网络。这一辅助开关通常是在零电流时触发导通，并激发振荡网络的振荡来产生主开关ZVS的条件。另一类则是简单的与主开关相连的LC网络。这一网络能产生与负载无关的振荡电流来使桥臂上的主开关在大的负载范围工作在ZVS状态。

由Pradeep Madhay Bhagway发明的一个电路则是其中的一个例子。这一电路相关的美国专利号是5875103“Full Range Soft-Switching DC-DC Converter”[3]。这些电路的确增大ZVS的负载范围，但它们未提及以上的其它几个问题。

取决于负载的循环电流是现有ZVS全桥电路的主要缺点。在全桥电路的两个上开关管或下开关管导通时循环电流通过，包括两个桥臂主开关，振荡电感(如果有的话)，功率变压器原副线圈，整流器在内的大部分功率回路。在这一期间能量并不从原边传递到副边，而这一循环电流却引起相当严重的功率损耗。美国专利(专利号5946200)“Circulating CurrentFree Type High Frequency Soft Switching Pulse-Width Modulated Full BridgeDC/DC Converter”[4]介绍了一个利用副边的振荡网络把原边的循环能量全部移到直流输出端，从而彻底消除了循环电流，以及其相关的功耗。然而这一振荡网络却把用于ZVC的必要的能量也抽出，从而使超前臂开关管只能在其输出端电压几乎为直流源电压的情况下触发导通。这种的全压触发导通导致了一些开关损耗，并可能引起EMI问题。由于这一原因，一些具有大的寄生电容的开关元件，如MOSFET(金属氧化硅场效应管)等，也就可能不合适于此拓扑。另一缺点就是，与具有二极管钳位的全桥变换器(由Richard Redl发明)相比，由于振荡网络的振荡，这个电路其输出整流元件的反压电压要高得多，尤其是在启动时。

另一种消除循环电流的方法就是用不对称(占空比)控制，可以用这种控制的电路有不对称半桥和不对称全桥变换器。美国专利(专利号6496396)“Reverse Recovery Circuit，Method of Operation Thereof And Asymmetrical Half-Bridge PowerConverter”[5]对不对称半桥作了详述。在一些条件下，不对称桥直流一直流变换器可以工作的相当好。这些条件包括小的输入，输出电压范围和小或慢的负载突变。如果这些条件得不到满足，电路有可能进入严重的不对称状态，从而使电路失去软开关(ZVS)，并使开关管的电流压力和输出整流元件的电压压力增大。由于主回路电流得流过半桥电容，电容值相应选得比较大，电容上的电压变化也就可能在负载变化时跟不上PWM的占空比的变化。由此，大负载变化就容易引起主变压器的偏磁和饱和。因此，不对称半桥无法用于大功率电路；在设计时，它的过零点频率也比常规桥式电路相对要底。

尽管这些尝试，在不同程度上减轻功耗和元件电气应力，但是它们都无法在一个电路上同时克服上述4个方面的问题。工业界一直期待着有这样的一个电路，它能在宽载范围内实现ZVS，占空比总是恒定在最大值，充分利用磁性元件，最大程度地减小或消除循环电流，收回反向恢复能量，并很好地钳位或消除输出整流元件的电压振荡。本发明开始涉入控制上的一个“禁区”，即变换器可以实质上工作在最大占空比状态，同时它又能调整其输出电压。在这个“禁区”里，许多现有拓扑中优良的特性得以在一个电路中实现，从而使电路效率及整体的运行性能提高到一个新的水平。

发明内容

本发明目的是要提供一种双桥直流-直流变换器及其控制方法，旨在最大限量地利用磁性原件，减小半导体原件应力和电磁干扰(EMI)，并提高电力变换的效率。

本发明的双桥直流-直流变换器，其特征在于：所述的双桥直流-直流变换器包括逆变器、整流器和滤波器，直流电压输入到逆变器，逆变器的交流输出再输入到整流器的交流输入端，整流器的直流输出端再通过滤波器输出变换后的直流电压；

所述的逆变器是由第一和第二两个DC-AC逆变器组成，每个DC-AC逆变器又有两个相互隔离的第一和第二交流输出端口；

所述的整流器是由第一和第二两个全波整流电路组成，每个全波整流电路又由整流器和续流元件组成；

所述的滤波器是由第一电感、第二电感两个电感和一个电容组成；

整流器中第一整流电路的第一整流元件与第一DC-AC逆变器的第一交流输出的一端串接，而第一整流元件的另外一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F1和GNDS相连；第一整流电路的第二整流元件与第二逆变器的第一交流输出的一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F1和GNDS相连；第二整流电路的第一整流元件与第一逆变器的第二AC输出在一端串接，而第一整流元件的另一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F2和GNDS相连；第二整流电路的第二整流元件与第二逆变器的第二DC-AC逆变器输出在一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F2和GNDS相连；

滤波器中第一电感和第二电感的一端都与电容的一端相连，电容的另外一端与本变换器的地(GNDS)相连接；第一电感的另外一端与整流器中的第一全整流电路的整流器的输出端与续流元件的连接点(F1)相连，第二电感的另外一端与整流器中的第二整流电路的整流器的输出端与续流元件的连接点(F2)相连。

本发明的双桥直流-直流变换器的PWM及移相混合控制方法，其特征在于：所述的PWM及移相混合控制方法为：

(1)接收由电压反馈环或电流反馈环所产生的所需占空比信号；

(2)产生：

(a)移相控制和所对应的4个栅极驱动信号(Vgs1、Vgs2、Vgs3和Vgs4)来驱动一个双桥直流-直流变换器的第一和第二两个DC-AC逆变器以调节变换器的输出电压并达到零电压切换的目的，这控制一般是用于输出电压高于一半的最高输出电压时的调节；

(b)PWM控制和所对应的4个栅极驱动信号(Vgs1、Vgs2、Vgs3和Vgs4)来驱动一个双桥直流-直流变换器的第一和第二两个DC-AC逆变器以调节变换器的输出电压，这控制一般是用于输出电压等于或低于一半的最高输出电压时的调节。

本发明的主要优点：

(1)在正常输出电压调节范围内，两DC-AC逆变器都工作在恒定的50％占空比，电路更易于实现ZVS。

(2)最大限度地提高从原边到副边的能量传送效率；所发明的变换器能在D和1-D期间向副边传送能量。

(3)在功率回路中无循环电流，提高电力变换效率。

附图说明

图1：双桥直流-直流变换器及其控制器的框图；

图2：在输出电感上的整流后的电压波形图；

图3：带二极管整流输出电路的双半桥直流-直流变换器电路图；

图4A：传统ZVS全桥直流-直流变换器功率变压器原边典型的电压和电流波形；

图4B：双桥直流-直流变换器功率变压器原边典型的电压和电流波形；

图5：关键电压电流波形图；

图6：带二极管整流输出电路的双全桥直流-直流变换器电路图；

图7：一个用于产生双全桥直流-直流变换器桥驱动信号的电路图；

图8：同步整流输出电路图；

图9：PWM和移相混合控制的控制器框图；

图10：PWM和移相混合控制器信号波形图；

图11：一个利用现存移相控制器来产生PWM和移相混合控制的电路图。

具体实施方式

结合附图，本发明的构造特征为：所述的双桥直流-直流变换器包括逆变器、整流器和滤波器，直流电压输入到逆变器，逆变器的交流输出再输入到整流器的交流输入端，整流器的直流输出端再通过滤波器输出变换后的直流电压；

所述的逆变器是由第一和第二两个DC-AC逆变器组成，每个DC-AC逆变器又有两个相互隔离的第一和第二交流输出端口；

所述的整流器是由第一和第二两个全波整流电路组成，每个全波整流电路又由整流器和续流元件组成；

所述的滤波器是由第一电感、第二电感两个电感和一个电容组成；

整流器中第一整流电路的第一整流元件与第一DC-AC逆变器的第一交流输出的一端串接，而第一整流元件的另外一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F1和GNDS相连；第一整流电路的第二整流元件与第二逆变器的第一交流输出的一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F1和GNDS相连；第二整流电路的第一整流元件与第一逆变器的第二AC输出在一端串接，而第一整流元件的另一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F2和GNDS相连；第二整流电路的第二整流元件与第二逆变器的第二DC-AC逆变器输出在一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆变器输出的另一端分别与节点F2和GNDS相连；

滤波器中第一电感和第二电感的一端都与电容的一端相连，电容的另外一端与本变换器的副边地(GNDS)相连接；第一电感的另外一端与整流器中的第一全整流电路的整流器的输出端和续流元件的连接点(F1)相连，第二电感的另外一端与整流器中的第二整流电路的整流器的输出端和续流元件的连接点(F2)相连。

DC-AC逆变电路是半桥式的或全桥式的；每个DC-AC逆变器右一个至少有一个原边绕组二个副边绕组的功率变压器，并能产生对称，隔离的方波或类似的交流电压输出。功率变压器的次级绕组通常是中心抽头式；变换器的变压器的两个中心抽头通常同时与副边的地(GNDS)相连。这种接法用了二极管整流电路。当整流元件是开关管(常称之为同步整流管)时，变压器副边绕组则通过同步整流管接到GNDS。功率MOSFET是常用的同步整流管。每个全波整流电路的两个输入端分别接到一个变压器的副边的一端，这两个全波整流电路与两个输出电感接成电流增倍的形式，以减小或取消输出电流的纹波。PWM和移相混合控制器在软启动或低压输出调节时，输出PWM信号；当PWM的占空比达到50％，并有更高占空比需求时，控制器则转到移相模式，产生移相控制信号来驱动两个DC-AC逆变器。这一控制器也可以从这些移相信号产生相应的栅极驱动信号给同步整流管和续流开关元件。具有超前相位的DC-AC逆变器被称为超前逆变器，同时相位滞后的DC-AC逆变器则称为滞后逆变器。变换器正常运行时，是工作在移相模式。通过移动这两DC-AC逆变器的相位，每个整流电路有不同的变压器输出电压的交叠和零电压部分，因而变换器的输出直流电压得以调节。在变压器输出电压的重叠部分，两DC-AC逆变器共同输出电流。而在零电压部分，整流电路的续流元件传通输出电流，因而从此点(续流元件)开始，即无循环电流。

这些DC AC逆变器可以是振荡型的，它的原边电路是振荡电路。它们也可以是非振荡型的。为最好地描述本发明的精神，非振荡型的双桥变换器被作为例子进行详述。变换器的原边有两种不同的结构，副边也有两种不同的结构。一种直流-直流变换器可以由它们原副边电路的任意组合形成。

原边的电路可以是半桥DC-AC逆变器或全桥DC-AC逆变器。在正常运作时，这些DC-AC逆变器都运行在约50％的占空比。如果没有偏磁，它们的功率变压器的磁化电流在每半个开关周期结束时，总是达到一个恒定的峰值。当DC-AC逆变器的桥臂的所有开关打开时，峰值磁化电流和从副边耦合到原边的电流对开关的寄生电容进行充放电，直到变压器线圈的电压降至零。接着，滞后逆变器利用磁化能量，继续它的换流；而超前逆变器则依赖其变压器的漏磁能量进行换流。适当计设的变压器磁化电流一般都能储存足够的能量使桥臂实现ZVS。超前逆变器则通常需要一个变压器漏感之外的附加电感来为轻载时的ZVS储存足够的能量，这一附加电感常称为振荡电感。它有助于软开关(ZVS)但它可能会在输出整流元件上产生更高的尖峰和振荡电压；因而在变压器与振荡电感相联处，有可能需要一对钳位到电源+、-极的钳位二极管，在钳位变压器端头电压尖峰的同时，它们也钳位了输出整流电路的电压尖峰，这一钳位电路捕捉到大部分的由整流元件反向恢复引起的瞬态电流，减小了电压的振荡；部分被捕捉到的能量被消耗到功率回路上，余下部分则被用于ZVS和回馈到直流源，因而电路的效率得以提高。

不象常规ZVS全桥变换器那样，本发明的滞后逆变器的开关元件的电压变化率dv/dt并不是完全取决于负载；在功率变压器改变其电压极性后，耦合到原边的副边电流为零，变压器线圈实质上变成开路；在不考虑(变压器)微小的漏磁能量情况下，磁化电流是仅有的电流，以十分缓慢的电压变化率dv/dt对开关元件的寄生电容进行充放电并实现ZVS。这一电路特性减小了重载时的EMI，而严重的EMI问题大都发生在重载。

副边的电路可以是二极管式的整流电路，也可以是用开关元件，如MOSFET，的同步整流电路。带二极管整流电路的变换器常用于高输出电压和高功率电路。而带同步整流电路的变换器则更适用于低输出电压的应用，如总线变换器等，以提高电路效率。

以上的说明大范围地概括了本发明各种优先和选用的特点，以便熟悉这方面技术的人们更好地理解下述的发明细节。这些人也应领会到他们可以现成地以所公开的概念和实际电路为计设蓝本或略作修改即可实现本发明的目的。他们也应清楚认识到这样等效结构并不脱离本发明的精神，它们仍在本发明的范畴之内。

在以下的描述中，为了使描述更易于理解，并简化电路图与波形之间的关系，元件和节点将用字母表示，而电路方块和一些复杂的波形将另增加数字来表示。

图1显示一个直流-直流变换器的原边10，副边20和一个PWM及移相混合控制器22；原边10是由DC-AC逆变器12和14组成，副边是由二个全桥整流电路21和23，以及输出滤波器25组成，当变换器使用移相控制时，DC-AC逆变器12的相位总是超前于DC-AC逆变器14。由于这一相位关系，DC-AC逆变器12被称为超前逆变器，同时DC-AC逆变器14则被称为滞后逆变器。由于这些逆变器是桥式结构，它们也称为超前桥式逆变器和滞后桥式逆变器。变换器原边10与直流电源的+、-端，即Vin+和Vin-，相连。Vin-通常与原边地(以下简称GNDP)相连。两个DC-AC逆变器各有一个功率变压器，每个变压器各有两个同匝比带中心抽头的副边绕组。中心抽头和负极输出Vo-都与副边地GNDS相连，它们也通常与大地相连。这两个变压器的输出端M1和M2(最好它们具有相同的极性)连接到整流电路21。整流电路21则由整流二极管Ds1和Ds3，以及续流二极管Ds5组成。二极管Ds1、Ds3和Ds5的阴极接到节点F1。续二极管Ds5的阳极接到GNDS。其它二个变压器的输出端N1和N2则接到整流电路23，整流电路23是由整流二极管Ds2和Ds4以及续流二极管Ds6组成。Ds2、Ds4和Ds6的阴极与节点F2相连，续流二极管Ds6的阳极与GNDS相连。两个输出电感Lo1和Lo2的一端与Vo+相连，另一端则分别与F1和F2相连。输出电容Co连接到直流输出端Vo+和Vo-之间。Lo1、Lo2和Co形成一个滤波器25。一个控制器22至少有一个输出电压Vo的反馈输入和桥臂驱动信号Vgs1，Vgs2，Vgs3和Vgs4的输出；这一控制器可平滑地在PWM模式和移相模式之间切换。

图2显示一组关键波形并图解电路的工作原理。波形VM1和VN1是超前逆变器的输出电压(VM1指的是节点M1的电压，相同的表示方式也用于节点F1、F2、M2、N1和N2)，在正常运行时，即Vo＞¹/₂的VF1的平顶电压时，VM1和VN1是一对互辅的波形，VM2和VN2也是一对互辅的波形。波形VF1和VF2是在超前逆变器与滞后逆变器相关为φ时的整流电路21和23的输出电压。可以看到，当改变相角φ时，输出电压Vo可以得以调节，而每个逆变器却都仍运行在50％的占空比。众所周知，50％的占空比是一个逆变电路的最佳工作模式，这种模式已广泛地用于总线电压变换器等的设计。

图3所示的是带二极管整流电路的双半桥变换器。变换器的原边110是超前半桥逆变器112和滞后半桥逆变器114组成。超前逆变器112有一对功率开关管Q1和Q2。Q1和Q2串接于A点并接在直流输入端Vin+和Vin-之间形成超前逆变器的一个臂。Dq1和Dq2分别是功率开关Q1和Q2的体携二极管。Cq1和Cq2是Q1和Q2的输出端电容，其值包括开关管的寄生电容和外接电容(如果有的话)。功率开关可以是MOSFET(金属氧化硅场效应管)，IBGTs(绝缘栅双极晶体管)，或其它半导体开关元件。这一文件中的所有电路图都用MOSFET的符号。但应用也可用其它形式的开关管。电感Lr的一端与Q1和Q2的串接点即节点A相连，另一端则与功率变压器T1的一端相连于节点B。如有需要，两个钳位二极管Dc1和Dc2也串接在节点B上并钳位到Vin+和Vin-，变压器T1原边的另一端与二个半桥电容C1和C2的串接点C相连。C1和C2串接后，接到Vin+和Vin-之间。

滞后逆变器114也有一对功率开关管Q3和Q4。Q3和Q4于E点并接串接在直流输入端Vin+和Vin-之间形成滞后逆变器的一个臂。Dq3和Dq4分别是功率开关管Q3和Q4的体携二极管。Cq3和Cq4是Q3和Q4的输出端电容，其值包括开关管的寄生电容和外接电容(如有的话)功率变压器T2原边的一端与C点相接，另一端与E点相连，可以看出二个逆变器共享电容C1和C2，图3只显示较合适的变压器线圈接法。这样的接线可以使通过C1和C2的变压器原边电流ip1和ip2相互抵消而减小电流波纹。相关的波形，如图5所示，将在后面再作详细解释。其它的变压器接线方式也可行并也能满足上述的主要工作原理，但电容电流波纹会大些。

变换器的次边120，如图3所示是一个与图1所示一样的二极管式整流电路和输出滤波器。图3更清楚地显示了以上详述的变压器与整流电路之间的连接。

图4A图示了一个现有ZVS全桥直接-直流变换器(参考[1]相关细节)的驱动信号和典型变压器原边电压电流波形。这变换器在脉宽调制的D期间把能量从原边传到副边，而在1-D期间，变换器功率变压器的电压V_AE基本为零，没有能量被传递到副边，然而循环电流ip却仍通过绝大部分功率回路而引起可观的功耗。

图4B所示的是一个移相双桥直流-直流变换器的驱动信号和典型的变压器原边电压和电流波形。波形的35显示超前逆变器功率变压器原边的电压和电流波形图，波形36则显示滞后逆变器功率变压器原边的电压和电流波形。可以清楚地看到超前和滞后两个逆变器都是工作在50％的占空比，同时变压器的电流ip1和ip2分别与它们的电压Vp1和Vp2同相。换句话，变换器能够在D和1-D期间把能量从原边传送到次边。由于整流器与输出电感Lo1和Lo2是接成电流增倍式，在D期间各逆变器输出约一半的输出电流，而在1-D期间二个逆变器共同输出一半的电流，另一半电流则流过续流元件Ds5或Ds6。这一能够在D和1-D期间传递能量的特性是本发明电路最吸引人之处之一。与通常只能把有效占空比设计在80％的常规ZVS全桥变换器的变压器相比，本发明变换器的磁芯可以用的更小；由于无循环电流，变压器的RMS电流较小，同时又使用双变压器，这一拓扑尤其适合于高效率、大功率和高度小的电源设计。

图5显示图3双半桥变换器的扩张了的关键波形的细节。在图5中，死区时间被放大，以便最好地看出在瞬态中电压和电流的变化。波形40是Q1和Q2栅源极(驱动信号)的电压波；波形41是Q3和Q4的栅源极电压波形；波形42和43是超前和滞后逆变器原边电压和电流波形；波形44和45是在节点F1和F2的整流后的电压波形；波形46显示输出电感和总输出电流的波形；波形47是电容C1和C2的电流和电压波形；波形48是续流二极管Ds5和Ds6的电流波形。为了电路描述上的方便，图3也给定了各电压和电流的参考方向，同时为了便于理解电路的运行，以下选择以t1为起点的一个周期对电路进行详述，这一周期同时又分为5个时段；

1、时段1(t1≤t＜t2)；在这一时段内，开关管Q1和Q4是导通的，t1是续流二极管Ds5结束其反向恢复的那一时刻。Ds5的反向恢复电流被耦合到变压器原边，大部分存于电感Lr的(这一瞬态)能量被钳位二极管Dc1钳住，其余一部分散落在变压器T1原次二边漏感里的能量，则Dc1无法捕获，这一能量会在节点N1引起一些电压振荡；为减小这一振荡，设计变压器时，漏感要尽可能地小。被捕获的能量以电流的形式(iD1)循环在以Q1、L2和Dc1组成的环路内，并随着功率的损耗而衰减。在C1上的电压作用到变压器T1的原边的同时，C2的电压也作用于变压器T2上。C1和C2的电压被耦合到变压器副边，然后分别通过输出整流管Ds1和Ds4作用到输出滤波器125上。在这一时段内，能量从原边传递到副边。电感电流i_L01和i_L02即以一定的斜率上升，这一斜率是取决于电感二端的电压和电感值。电容C1和C2的电压在每个时段有段变动，但这一变动应是不显著的。变动的幅度取决于开关频率，变压器匝比，负载电流和电容值，但在稳态时C1和C2电压的平均值应都等于电源电压的一半。

2、时段2(t2≤t≤t3)：开关管Q₄在t2被关断，Q₄断开后，耦合到原边的电感L₀₂电流i_L02‘几乎是线性地对Q₄的电容Cq4进行充电。当Cq4的电压，V_E，被充到高于C2的电压时，加到变压器T2上的电压改变其极性为正。与此同时，加在节点N2上的T2的副边电压却由正变负。因而电感电流i_L02就从Ds4上传移到续流二极管Ds6上。

超前逆变器保持原有的状态，继续通过二极管Ds1加电压于节点F1。同时滞后桥的整流二极管Ds3和Ds4仍处于断开状态。在这时段内，变压器T2的磁化电流继续对Cq4进行充电。只要此磁化电流能满足以下要求：

$I_{m2}\ge 0.5\times V_{\mathrm{in}}\times \sqrt{(\mathrm{Cq}3+\mathrm{Cq}4)/\mathrm{Lm}2}---\left(1\right)$

这里V_in是输入直流电压，L_m2是变压器T2的磁化电感。在Q3于T3被驱动导通之前，Cq4的电压可以被完成充高并被Q3的体携二极管Dq3钳位于输入直流源。当Cq4被充到直流输入电压时，Cq3就被完全放电，因而Q3是在其寄生电容电压为零时被驱动导通。此时变压器T2的输出电压VM2达到变压器T1的输出电压VM1一样的值，整流二极管Ds3开始软导通，超前和滞后逆变器也就开始共同输出电流i_L01。

在电压V_E通过直流输入电压中点后，由于变压器的磁化电流是仅有的对Cq4进行充电和对Cq3进行放电的电流，而这一电流在很大负载范围内通常比耦合到原边的负载电流小的多，因此开关管上的电压变化率显著变慢。这一特点可极大地减小EMI，尤其是在全载，而全载却是EMI最严重的时候。

3、时段3(t3＜t＜t4)：在这一时段，两个CD-AC逆变器共同输出电流i_L01。由于二变压器的输出电压VM1、VM2几乎相等，电流从超前逆变器分流到滞后逆变器的速度也通常慢，因此，超前半桥逆变器往往比滞后半桥逆变器分得多的电流。与此同时，续流二极管Ds6保持其上一时段的状态，继续传导电流i_L02，而由于输出电压Vo被反加到Lo2上，i_L02电流开始下降。i_L02的减小和i_L01的增大形成了电流纹波相互抵消，从而减小了输出电流的纹波。

4、时段4(t4≤t＜t5)：Q₁在t4点关断。振荡电感的电流i_Lr开始对寄生容Cq2和Cq1分别进行放充电。这一电流i_Lr包适了耦合到原边的超前逆变器分得的电流，变压器磁化电流和在时段1被钳位二极管Dc1捕获到的反向恢复电流。随着电流不断从超前逆变器向滞后逆变器转移，i_Lr下降。在i_Lr下降到只剩变压器T1的磁化电流前，二极管Ds1保持导通。在这时段里，只要变换器的输出电流达到一定值，振荡电感Lr储存足够能量时，Cq2的电荷就能被完全释放，从而实现ZVS。如果所储存的能量不够，在寄生电容Cq2电荷被完全释放前，Ds1软打开，变压器T1原边电压、Vp1开始下降，最终它改变其极性。由于在连续导通模式(CCM)，输出电感电流i_L02仍流过Ds6，变压器T1的次边实质上被Ds2和Ds6短接，因此，变压器T1的磁化电流无法进一步参与对Cq2的放电。然而只要此磁化电流能满足以下条件，振荡电感Lr就能继续与Cq1和Cq2振荡而彻底将Cq2放电：

$I_{m1}\ge 0.5\times V_{\mathrm{in}}\times {}^i\sqrt{(\mathrm{Cq}1+\mathrm{Cq}2)/\mathrm{Lr}}---\left(2\right)$

这里V_in是直流变换器的输入电压；

只要在开关导通之前加入适当的死区时间(t4-t5)，Q2就可以在它的寄生电容电压为零时在t5点被驱动导通，从而实现ZVS。

必须指出的是零负载时超前和滞后逆变器的分析与上述的是不同。在零负载时，这两个桥都工作在LC的自由振荡模式。由于这一半桥的自然特性，只要在两个互补的开关之间加入适当的死区时间，ZVS就能相对容易地实现。

5、时段5(t5≤t＜t6)：在Q₂在t5点被驱动导通后，电感电流i_Lr迅速下降到零，并开始反向地增大。当它在副边的耦合电流超过续流二极管Ds6导通电流i_L02和二极管的反向恢复电流时，Ds6就开始在t6点打开；由于振荡电感显著地减电流的变化率，反向恢复电流减小，与其相关的EMI也减小。

t6是第一个半周期的终点，也是下一半周期的启始点，但不同的是参与下一半周期动作的元件，是第一半周期元件的互补元件。

很明显，采用移相控制，输出电压的调节范围是在其最高输出电压和50％的最高输出电压之间。其最高输出电压是扣除整流二极管、功率回路电压损失和占空比损失的等效电压之后的功率变压器副边的平顶电压。在软启动或要求输出电压底于50％的最高输出电压时，两个半桥逆变器则工作在PWM模式而不是50％占空比模式来继续调节其输出电压。

图6显示的是双全桥变换器的原边。变换器原边210是由一个超前全桥逆变器212和滞后逆变器214组成，超前逆变器212有两对功率开关Q1-Q2和Qc1-Qc2，每对管串接在直流输出端Vin+和Vin-之间形成全桥的二对臂。Dq1、Dq2、Dqc1和Dqc2分别是4个开关管Q1、Q2、Qc1和Qc2的体携二极管，Cq1、Cq2、Cqc1和Cqc2分别是Q1、Q2、Qc1和Qc2，其值包括开关管的寄生电容和外接电容。电感Lr的一端接到Q1和Q2的串接点A，另一端则功率变压器T1一端在节点B相连。如有必要，二个钳位二极管Dc1和Dc2在B点串接并钳位到直流电源的输入端Vin+和Vin-；变压器的另一端，则接到Qc1和Qc2的串接点C。

滞后逆变器214也有两对功率开关管Q3-Q4和Qc3-Qc4，每对管串接在直流输出端Vin+和Vin-之间形成全桥另两个臂：Dq3、Dq4、Dqc3、Dqc4分别是4个开关管Q3、Q4、Qc3和Qc4的体携二极管；Cq3、Cq4、Cqc3和Cqc4分别是Q3、Q4、Qc3和Qc4的电容，其值包括开关管的寄生电容和外接电容。变压器T2的一端与Q3和Q4的串接点E相连，而另一端由与Qc3和Qc4的串接点C’相连。

功率开关管可以是MOSFET、IGBT或其它半导体开关元件。开关管对Q1/Qc1、Q2/Qc2、Q3/Qc3和Q4/Qc4各由Vgs1，Vgs2，Vgs3和Vgs4产生的二个绝缘隔离信号来驱动。图7所示的电路及信号将在下面作详细的介绍。

图7所示的是利用栅极驱动变压器Tg1和Tg2来产生隔离互补的栅极驱动信号。可以看到给Q1/Qc1、Q2/Qc2、Q3/Qc3和Q4/Qc4的栅极驱动信号分别与(Vgs1-Vgs2)、(Vgs2-Vgs1)、(Vgs3-Vgs4)、(Vgs4-Vgs3)同极性。Vgs1和Vgs2是给超前逆变器的相互互补的信号。Vgs3和Vgs4是给滞后逆变器的相互互补的信号。其它电路，如由逻辑电路和高低管驱动元件组成的电路，也能完成相同的功能。因而也应属于本发明的范畴。

每个超前和滞后的全桥逆变器其自身可运行在PWM或移相模式，然而由于PWM控制的简易性，它更方便用于变换器的启动和低输出电压时的控制。在二个逆变器的占空比达到50％之后，它们则开始相互移相来调节输出电压。忽略了Qc1-Qc4的栅驱动信号，双全桥变换器的控制和栅驱动信号可以用于双半桥变换器。

图8所示是一个带同步整流电路的双桥变换器的副边320。对于低输出电压应用，二极管式的整流电路功耗相当大，并可能导至散热问题。在12V或更低输出电压的电源设计，同步整流电路应用十分广泛，并起主流作用。功率MOSFET是一个广为使用的同步整流元件，尤其是N沟道MOSFET。N沟道MOSFET的源极通常是与电路地相连，这样就简化了栅极驱动电路的设计。图8所示的同步整流电路321和323是由图3的二极管式的整流电路演变而来。在用MOSFET替代二极管、并重新整理后，所有的MOSFET现都以副边地GNDS为参考地。Qs1、Qs2、Qs3和Qs4是同步管(简称SynFET)，Qs5和Qs6替代了续流二极管Ds5和Ds6，Ds1-Ds6可以是MOSFET的体携二极管，也可以是外接并联二极管。MOSFET Qs1-Qs6的源极全都接到GNDS。超前逆变器和滞后逆变器的变压器T1和T2，各都有两个独立的副边线圈。SynFET Qs1和Qs2的漏极分别与变压器T1的具有不同极性的两个副边线圈端头相连。同时Qs3和Qs4的漏极也分别与变压器T2的具有不同极性的2个次级线圈端头相连。其它具有相同参考极性的变压器T1和T2的端头分别接到节点F1和F2上；同步管整流电路的工作方式与二极管式的整流电路完全一样。图10所示它们的栅极驱动信号Vgss1-Vgss6的逻辑关系，以下将作详细解释。

图9是一个PWM和移相混合控制器122的框图。控制器122可以工作在PWM和移相模式，并能平滑地从一种模式切换到另一种模式。这一控制器有至少一个电压反馈输入，Vfb，它最好也有电流传感输入i_s和死区时间的可控输入Td。电流传感信号i_s是整流后的变压器原边电流|ip1|和|ip2|之和。ip1和ip2可以用电流传感器或其它高压电流传感器来测取。对于双半桥变换器，最好的电流传感器位置应在变压器与电容相连之外。以减小电流信号的共模嗓音。与Td相连的通常是一个电阻或电容，用于死区时间的编程。电流信号i_s可以用于电路过流保护也可以用于尖峰式电流环控制。

控制器也应有以下几个部分：(1)一个电压反馈输入，这一输入一般是电压反馈环或电流反馈环的误差输出信号；(2)一个死区设定输入，用于设定开关管之间的死区时间；(3)一个移相电路，它能产生占空比控制信号(Comp)和4个驱动信号，这些驱动信号能移动二个DC-AC逆变器其中一个的相位；(4)锯齿波发生器，它能产生第一个斜波信号用于PWM控制。(5)一个峰值电压检测电路，它能检测出或设定锯齿波的峰值电压；(6)一个信号叠加器，它能将输入的锯齿波与所检测出的或设定的峰值电压叠加产生第二个斜波信号用于移相控制；(7)一个PWM发生器，它是一个比较器通过比较第一个斜波信号与占空比信号(Comp)而产生PWM；(8)4个栅极驱动信号，它是通过将PWM信号与移相电路输出的4个驱动信号相与而产生的；(9)一个的电流检测信号输入，它是第一和第二DC-AC逆变器变压器原边电路整流后叠加而成的信号；(10)4个栅极驱动输出信号(Vgss1、Vgss2、Vgss3和Vgss4)，它们用于同步整流管的驱动，其逻辑与其相应的DC-AC逆变器开关管驱动信号一致，这些信号通常是在移相模式时使用；(11)两个的续流开关元件的栅极驱动输出信号(Vgss5和Vgss6)，这些信号也通常是在移相模式时使用；Vgss1、Vgss3、Vgss5是用于第一整流电路，Vgss2、Vgss4、Vgss6是用于第二整流电路，

图10图示PWM和移相混合控制器的典形输出波形。/CLOCK是控制器内部时钟波形。它是控制器心跳，其它信号都以此为参考。Ramp & Comp显示占空比命令信号Comp与锯齿波信号Ramp1和Ramp2的相对关系。在电压或平均电流模式控制时，占空比命令信号Comp，是电压环或平均电流环的误差放大器的输出。这些信号被连到比较器来产生所需的PWM和移相驱动信号。为了能产生PWM和移相信号，Ramp最好要有两层，即Ramp1和Ramp2，如图10所示。第一层(Ramp1)是用细灰线画的锯齿波，第二层(Ramp2)是用粗线表示。当Comp信号在第一层Ramp1之内时，控制器产生PWM驱动信号Vgs1-Vgs4，同时最好不产生SynFET和续流MOSFET的栅极驱动信号，以避免不必要的过渡和上下管同时导通的可能。当Comp信号足够高，并进入Ramp2层时，PWM信号Vgs1-Vgs4全部达到它们50％的最大占空比，Vgs3和Vgs4开始移动它们的相位，控制器同时输出SynFET和续流MOSFET的栅极驱动信号Vgss1-Vgss6，以减小整流电路的功耗。驱动信号Vgss1、Vgss2、Vgss3和Vgss4分别与Vgs1、Vgs2，Vgs3和Vgs4同相。逻辑上Vgss5＝/(Vgss1+Vgss3)，Vgss6＝/(Vgss2+Vgss4)。

图10所给的波形是无死区的，在实际电路或IC芯电设计时，这些死区时间是十分关键，并应调整到既避免上下管直通，又恰好是够用于软开关。

图11显示一个用现有移相控制芯片，如UCC3895，的电路来实现PWM和移相混合控制并产生如图10所示的主开关的栅极驱动信号。这一控制电路400有一个常规的移相控制器401，一个由NPN双极晶管Q10和一个有分压电阻R1和R2组成的电压分压器，一个上拉电阻R5，4个下拉二极管D1、D2、D3和D4，一个电压尖峰检测器402。信号Ramp1是源于时间振荡电容(CT)的电压。电压分压器的输出是Ramp1。尖峰电压检测器402检测信号Ramp1的峰值电压，并将这一电压Vpeak保持在它的输出端。Vpeak电压是通过选择不同的R1和R4比例来改变，并确定应有的COMP信号的电压水平来切换PWM和移相控制模式；当Comp这一占空比命令信号低于Vpeak时，这一控制电路400就运行在PWM模式。这一PWM输出是一个集电极开路的电路，这一信号修切移相控制器的输出OutA、OutB、OutC和OutD来产生所要的栅极驱动信号Vgs1、Vgs2，Vgs3和Vgs4。R6、R7、R8和R9是用于控制器401输出被比较器VCMP2的输出拉底时限制其电流。当信号Comp的电压高于Vpeak时，VCMP2的输出总被R5拉高，同时D1、D2、D3和D4把控制器401输出与比较器VCMP2的输出隔离开；控制器401的比较器VCMP1比较其输入信号Ramp2和Comp来产生移相信号；因此电路400便能平滑地切换到移相模式。反之，这控制器也能平滑地从移相模式切换到PWM模式。占空比命令信号Comp是误差放大器EA的输出。它的“+”输入最好接到电压环的误差信号，同时它的“-”输入通过R4接到电流检测信号is和通过R3接到Comp。电流检测信号is是整流后的变压器原边电流ip1和ip2(如图9所示)之和。信号Comp的电压可以用以下公式来表示。

Comp的电压＝Vfd×(R3+R4)/R4-is×Rs×R3/R4….(3)

可以看出通过选择不同的R3和R4值，这一控制电压可以工作在电压模式或电压和电流混合模式。当R4开路时，Comp的电压等于Vfb，这意味着是电压模式。当R4减小或Rs增大时，电流is对控制更具有影响，电路的运行更接近于电流模式。

本发明创造了用于电力变换的PWM和移相混合控制的新方法。图9和图10简明地图示了这一控制原理。图11给出了一个电路实例，以便熟知这一技术的人更好地理解，但这并不意味着这是个有限的方法来实现这一控制。任何具有这一独特控制的电路都应属于本发明的范畴。

从对上述所发明电路运行的理解，可以看到本发明的电路结构和调制方法，与以往的有很大的不同。这些电路以及它们的控制方法具有几乎所有半桥和全桥变换器的优点。这些优点可以归纳如下：

1、超前和滞后逆变器都工作在恒定50％占空比，电路更易于实现ZVS。

2、最大限度地提高从原边到次边的能量传送效率；所发明的变换器能在D和1-D期间传送能量，功率变压器原边电压是一个死区时间很小的方波电压，并与通过它的电流同相。

3、更有效地利用磁性元件；二DC-AC逆变器的功率变压器都工作在50％的占空比，在设计变压器时，不必为负载瞬变时的电压调节而留磁密的设计余量。

4、在功率回路中无循环电流，提高功率变换效率。

5、滞后桥的开关管的电压变化率小；传统移相和PWM控制全桥或不对称半桥的所有开关的电压变化率都是随负载而变。然而所发明的电路的滞后桥的开关在一半的电压变动范围内，有与负载无关的小的电压变化率，这一特征减轻了EMI问题。

6、降低输出整流器的反向恢复电流；振荡电感不仅提供足够的能量用于软开关，同时也降低整流元件的电流变化率使其能够更软地关断。

7.最大限度地减小副边电压的振荡；相位二极管Dc1和Dc2能捕获由已被减小了的反向恢复电流所产生的能量。如果功率变压器的漏磁能很好地得到限制，同时又有良好的电路板设计，副边电压的振荡便会低到无需其它吸收电路。

8、降低铜耗；由于两功率变压器的电压皆具有很小死区时间的方波电压，同时其电流又与所对应的电压同相，对于同一输出功率，本发明所需的变压器有较小的RMS电流。

9、利用电流倍增器降低输出电流的波纹。

10、利用两功率变压器原边电流相互取消来减小通过半桥电容的电流波纹和电流RMS值；这一电流波纹比任何传统半桥变换器的要小。

11、更易于产生同步管SynFET和续流管MOSFET的栅极驱动信号；4个同步管栅极驱动信号与4个桥开关元件的逻辑一样，续流管MOSFET驱动信号和同步管的驱动信号逻辑关系简单，无需复杂的信号处理。