信道估计装置、码分多址接收装置以及信道估计方法

摘要

公开了一种修正传输线路估计装置，用于从所估计的传输线路值中去除传输线路之间的旁瓣分量的泄漏，因此增强精确性。传输线路估计单元根据通过多径到达的信号确定多个传输线路的估计传输线路值。传输线路估计修正单元从由传输线路估计单元确定的估计传输线路值中去除传输线路之间的旁瓣分量的泄漏，从而修正估计传输线路值。因此，修正传输估计装置估计多径的传输路径。

说明书

技术领域

本发明涉及信道估计装置以及使用所述信道估计装置的码分多址(CDMA)接收装置，特别涉及提高信道估计的精确性的修正信道估计装置以及使用所述修正信道估计装置的码分多址接收装置。

背景技术

直接序列码分多址(DS-CDMA)方案能有效地抑制多小区环境中来自其它小区的干扰。因此，DS-CDMA方案能实现所谓的单个小区重复频率分配，在邻近的小区中使用同样的频率，以便适合用作移动通信的无线接入方案。

CDMA方案还能通过在进行解扩时对多径的传输路径进行分离并将它们进行瑞克合并，实现路径分集效应。

但是，近几年在移动通信中，在语音通信之外数据通信业务已得到了发展，因此期望更大的容量和更高的速度。那么需要基于多码的传输用于实现更大的容量和更高的速度。但是，当在CDMA系统中实现多码传输时，产生了有效的扩频增益被降低而影响对多径干扰的抑制效果的问题。

因此，进行了关于在传输路径上进行均衡以在解扩前恢复多码的正交性的研究。此外，多种方法被提出作为用于此的均衡方法。例如，有简单的方法使用线性滤波器(例如参见Kawamura、Kishiyama、Higuchi和Sawahashi的“Comparison in Characteristics betweenMulti-Path Interference Canceler and Chip Equalizer in Consideration ofRemove of Other Cell Interference in HSDPA”，Technical ReportRCS2002-38，April 2002)。还有均衡方法使用频率转换(例如参见D.Falconer等的“Frequency Domain Equalization for Single-CarrierBroadband Wireless System”，IEEE Commu.Mag.，Vol.40，no.4，pp.58-66，Apr.2002)。

图1为描述使用通常的信道估计装置的CDMA接收装置的示例性配置的框图。参照图1，通常的CDMA接收装置包括路径搜索单元101、信道估计单元102₁-102_L、均衡器单元105以及数据解扩单元108。

路径搜索单元101使用在所接收的CDMA信号中多路复用的导频信号生成传输路径延迟描述，并从所述延迟描述中检测多个呈现较高的接收级别的路径。路径搜索单元101所检测的路径被分配至各信道估计单元102₁-102_L。

每个信道估计单元102₁-102_L包括导频解扩单元103和符号平均单元104。例如，信道估计单元102₁包括导频解扩单元103₁和符号平均单元104₁；信道估计单元102₂包括导频解扩单元103₂和符号平均单元104₂；等等。

导频解扩单元103₁-103_L基于路径搜索单元101分配给其的路径的定时来解扩CDMA信号中的导频信号。

符号平均单元104₁-104_L逐个路径地从导频解扩单元103₁-103_L接收被解扩的导频信号，并对多个符号取解扩的导频信号的平均，以逐个路径地计算信道估计。

均衡器单元105包括均衡权值计算单元106和均衡滤波器107。

均衡权值计算单元106从信道估计单元102₁-102_L接收对各路径的信道估计，以计算用于均衡滤波器107的权值。有各种方法计算权值W，例如包括使用最小均方误差(MMSE)。

使用MMSE，能通过方程式(1)计算权值W：

[方程式1]

$W={({\hat{H}}^H\hat{H}+{\sigma }^{2}I)}^{-1}{\hat{H}}^H...\left(1\right)$

其中，

[方程式2]

$\hat{H}$

为传输路径矩阵，具有每个路径的信道估计：

[方程式3]

${\hat{h}}_i$

逐个采样地在时间上偏移，并按列排列，如方程式(2)所示。

[方程式4]

$\hat{H}=\left(\begin{array}{cccc}{\hat{h}}_0& & & 0\\ 0& {\hat{h}}_0& & \\ {\hat{h}}_i& 0& ...& \\ & {\hat{h}}_i& ...& {\hat{h}}_0\\ & & ...& 0\\ 0& & & {\hat{h}}_i\end{array}\right)...\left(2\right)$

此外，上标H指示转置共轭。σ²为噪声功率。

均衡滤波器107使用由均衡权值计算单元106所计算的权值W的中心行处的行向量，通过滤波来均衡CDMA信号。

图2为描述均衡滤波器的示例性配置图。参见图2，均衡滤波器107为有限冲击响应(FIR)滤波器，由延迟器21₁-21_N-1、乘法器22₁-22_N和加法器23组成。

均衡滤波器107以采样为单位，通过延迟器21₁-21_N-1延迟接收的信号(CDMA信号)，以生成各抽头的输出，并且通过乘法器22₁-22_N将各抽头的输出乘以权值W₀-W_N-1小并通过加法器23使各乘法器22₁-22_N的输出相加。

数据解扩单元108通过解扩均衡器单元105生成的已均衡的信号来解调数据信号。

发明内容

修正信道估计装置通过将所接收的信号乘以已知导频信号的复共轭来分离多径的传输路径，以得到逐个路径的信道估计。

一般地，由于实施带宽限制的通信方案例如CDMA的信号被滚降(roll-off)滤波器限制带宽，其冲击响应具有延伸的旁瓣分量。当多径信号通过解扩分离时，如果扩频增益是足够的，不同定时处的分量被扩频增益抑制。但是，同一定时处的旁瓣分量不被解扩抑制，而是泄漏入信道估计中，从而影响信道估计的精确性，因此使得当路径间极接近时难以分离路径。

图3为示出滤波器的冲击响应与多径之间的示例性关系的示意图。在图3的例子中，3个路径，即在定时τ₀的路径1、在定时τ₁的路径2以及在定时τ₂的路径3极为接近。因此，路径1的旁瓣分量出现在路径2的定时τ₁和路径3的定时τ₂。路径1的这个旁瓣分量泄漏入路径2、路径3的信道估计中，影响路径2、路径3的信道估计的精确性：

[方程式5]

${\hat{h}}_1,{\hat{h}}_2$

此外，与此类似，路径2、路径3的旁瓣分量泄漏入其它路径的信道估计中，影响信道估计的精确性。

因此，当各路径的定时互相极为接近时，通常的信道估计装置不能完全分离各路径，即使被提供足够的处理增益，因此由于泄漏的影响，信道估计的精确性受到了影响。

此外，采用通常的信道估计装置的CDMA接收装置以更低的精确性从信道估计计算均衡权值，并且使用均衡权值执行均衡滤波，因此受损于更低的均衡性能。

本发明的目的是提供能够计算修正信道估计的信道估计装置，以及使用该信道估计装置的CDMA接收装置。应该理解，当本发明提供的信道估计装置应用于不同的使用带宽限制的通信方案的接收装置中时，也产生同样的效果。

为实现上述目的，本发明的信道估计装置包括用于估计多径的传输路径的信道估计单元，以及信道估计修正单元。

信道估计单元根据通过多径到达的信号对多个传输路径计算信道估计。信道估计修正单元从信道估计单元所计算的信道估计中去除互相泄漏入传输路径的旁瓣分量，以修正信道估计。

因此，根据本发明，由于信道估计修正单元从信道估计单元所计算的各信道估计中去除互相泄漏入传输路径的旁瓣分量，传输路径能够被高精确性地估计。

附图说明

图1为描述采用通常的信道估计装置的CDMA接收装置配置的框图；

图2为描述了均衡滤波器的示例性配置图；

图3为示出滤波器的冲击响应与多径之间的关系的示意图；

图4为描述根据本发明的第一示例性实施例的信道估计装置的框图；

图5为描述根据本发明的另一示例性实施例的CDMA接收装置配置的框图。

具体实施方式

实现本发明的模式将在下文参照附图详细地说明。

图4为描述根据本发明的第一示例性实施例的修正信道估计装置的框图。参照图4，本示例性实施例的修正信道估计装置包括路径搜索单元1、信道估计单元2₁-2_L、以及信道估计修正单元5。

路径搜索单元1使用在接收信号上多路复用的导频信号，生成传输路径的延迟描述，并从所述延迟描述中检测多个呈现较高的接收级别的路径。

每个修正信道估计单元2₁-2_L包括导频解扩单元3和符号平均单元4。例如，修正信道估计单元2₁包括导频解扩单元3₁和符号平均单元4₁；修正信道估计单元2₂包括导频解扩单元3₂和符号平均单元4₂；等等。

导频解扩单元3₁-3_L基于路径搜索单元1分配给其的路径的定时，将所接收的信号乘以导频信号的复共轭。

符号平均单元4₁-4_L逐个路径地从导频解扩单元3₁-3_L接收已解扩的导频信号，并对多个符号取已解扩的导频信号的平均，以逐条路径地计算信道估计。

信道估计修正单元5包括路径选择单元6、路径变化确定单元7、旁瓣相关矩阵生成单元8、逆矩阵处理单元9以及解相关处理单元10。

路径选择单元6从路径搜索单元1所检测的多个路径中选择与所有其它路径的定时差等于或大于预定值的路径作为不适合修正的路径，并选择与任一其它路径的定时差小于预定值的路径作为适合修正的路径。这个定时差别是多径中包括的各路径的信号到达的定时之间的差别。当路径被足够的时间间隔分离时，旁瓣分量的影响可以被忽略，因此通过选择不需要修正的路径作为不适合修正的路径，降低了处理量。

路径变化确定单元7确定路径搜索单元1所检测的并且由路径选择单元6所选择的每个路径从先前的检测起在定时中是否发生变化。

旁瓣相关矩阵生成单元8根据路径变化确定单元7所作出的确定结果生成相关矩阵，所述相关矩阵指示当路径在定时中变化时，由于各路径间的定时差别而泄漏的旁瓣分量的数量。

例如，如图3所示，当3个路径极为接近时，旁瓣相关矩阵R如方程式(3)所示：

[方程式6]

$R=\left(\begin{array}{ccc}{h}_{\mathrm{RC}}\left(0\right)& h_{\mathrm{RC}}({\tau }_0-{\tau }_1)& h_{\mathrm{RC}}({\tau }_0-{\tau }_2)\\ h_{\mathrm{RC}}({\tau }_1-{\tau }_0)& h_{\mathrm{RC}}\left(0\right)& h_{\mathrm{RC}}({\tau }_1-{\tau }_2)\\ h_{\mathrm{RC}}({\tau }_2-{\tau }_0)& h_{\mathrm{RC}}({\tau }_2-{\tau }_1)& h_{\mathrm{RC}}\left(0\right)\end{array}\right)...\left(3\right)$

其中h_RC(t)为滚降滤波器的冲击响应，其如方程式(4)所示：

[方程式7]

$h_{\mathrm{RC}}\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\pi t}/T_c)}{\mathrm{\pi t}/T_c}\frac{\cos (\mathrm{\pi \alpha t}/T_c)}{1-{(2\mathrm{\alpha t}/T_c)}^2}...\left(4\right)$

其中α为滚降率(roll-off rate)，T_c为峰值周期(tip cycle)。

如同根据方程式(3)和方程式(4)可理解的，旁瓣相关矩阵R仅依赖于路径间的定时差，而不依赖于信道估计：

[方程式8]

${\hat{h}}_i$

因此，当路径的定时中出现变化时，旁瓣相关矩阵R需要被重新生成。

信道估计，

[方程式9]

${\hat{h}}_i$

为修正信道估计单元2₁-2_L的输出，是旁瓣相关矩阵R的元素与实际传输路径值h_i的乘积的和，如方程式(5)所示：

[方程式10]

$\left(\begin{array}{c}{\hat{h}}_0\\ {\hat{h}}_1\\ {\hat{h}}_2\end{array}\right)\text{=R}\left(\begin{array}{c}{h}_0\\ h_1\\ h_2\end{array}\right)...\left(5\right)$

逆矩阵处理单元9得到旁瓣相关矩阵R的逆矩阵。逆矩阵处理单元9可以采用降低处理量的方法，例如LU分解方法、Cholsky分解方法等。

解相关处理单元10计算R的逆矩阵R^-1的元素与下式表示的信道估计的乘积的和：

[方程式11]

${\hat{h}}_i$

通过方程式(6)计算去除了下式表示的信道估计的互相泄漏：

[方程式12]

${\hat{h}}_i$

的实际传输路径值h_i：

[方程式13]

$\left(\begin{array}{c}{h}_0\\ h_1\\ h_2\end{array}\right)=R^{-1}\left(\begin{array}{c}{\hat{h}}_0\\ {\hat{h}}_1\\ {\hat{h}}_2\end{array}\right)...\left(6\right)$

虽然降低功耗在无线通信设备中是重要的，但是逆矩阵处理单元9的处理量在本示例性实施例中是不小的。但是，一般地，由于路径定时变化速度低于衰落变化速度，路径搜索周期可被设置为长于信道估计周期。在这样做时，可以将每个信道估计周期逆矩阵处理单元9的处理量降低到允许的范围或者更少。

此外，在本示例性实施例中，路径选择单元6减少为之生成旁瓣相关矩阵的路径的部分，旁瓣相关矩阵生成单元8仅在路径变化检测单元7检测到路径定时中的变化时才生成旁瓣相关矩阵，因此使得降低了处理量。但是，路径选择单元6和路径变化确定单元7不是必要的组件，如果不需要降低处理量可以被省略。

如上文所述，根据本示例性实施例，信道估计单元2₁-2_L计算各信道估计，并且信道估计修正单元5使用各路径间的定时差，从各信道估计中去除互相泄漏入各路径的旁瓣分量，以修正信道估计，因此使得可以获得高精确性的信道估计。

在这种情况下，在信道估计修正单元5中，旁瓣相关矩阵生成单元8独立于信道估计地生成相关矩阵，所述相关矩阵指示由于路径搜索单元1检测到的各路径间的定时差导致的旁瓣分量泄漏系数，逆矩阵计算单元9计算相关矩阵的逆矩阵，解相关处理单元10使用所述逆矩阵从信道估计中去除泄漏的旁瓣分量。因此，不必在每次信道估计变化时处理用于去除泄漏的相关矩阵。

此外，在信道估计修正单元5中，路径选择单元6从适合于修正的路径中排除与其他路径的定时差等于或大于预定值的路径，这些路径更少受泄漏影响，以使得处理量能够被降低。

此外，由于信道估计修正单元5在路径变化确定单元7中确定路径定时中的变化，并仅当发现路径定时中的变化时才计算相关矩阵，能够降低处理量。

CDMA接收装置作为本发明的另一实施例被示出。

图5为描述根据本发明的另一示例性实施例的CDMA接收装置的框图。参照图5，CDMA接收装置包括路径搜索单元1、修正信道估计单元2₁-2_L、信道估计修正单元5、均衡器单元11以及数据解扩单元14。

路径搜索单元1与图4所描述的第一示例性实施例中的路径搜索单元相似。

每个修正信道估计单元2₁-2_L包括导频解扩单元3和符号平均单元4。例如，修正信道估计单元2₁包括导频解扩单元3₁和符号平均单元4₁；修正信道估计单元2₂包括导频解扩单元3₂和符号平均单元4₂；等等。

导频解扩单元31-3L基于路径搜索单元1分配给其的路径的定时，解扩CDMA信号中的导频信号。

均衡器单元11包括均衡权值计算单元12和均衡滤波器13。

均衡权值计算单元12接收信道估计修正单元5所修正的每个路径的信道估计，并计算用于均衡滤波器13的权值。有各种方法计算权值W，例如，使用MMSE的方法。在使用MMSE时，可通过方程式(1)计算权值。

均衡滤波器13通过使用在均衡权值计算单元12所计算的权值W的中心处的行向量作为抽头(tap)权值进行滤波，来均衡信号。均衡滤波的一个例子如图2所示。参照图2，均衡滤波器107为FIR滤波器，由延迟器21₁-21_N-1、乘法器22₁-22_N和加法器23组成。

均衡滤波器13以采样为单位通过延迟器21₁-21_N-1延迟接收的信号(CDMA信号)，以生成各抽头的输出，并且通过乘法器22₁-22_N将各抽头的输出乘以权值W₀-W_N-1，并通过加法器23使各乘法器22₁-22_N的输出相加。

数据解扩单元14通过解扩均衡器单元11生成的已均衡的信号来解调数据信号。

如上文所述，根据该示例性实施例，信道估计单元2₁-2_L得到各信道估计，信道估计修正单元5去除互相泄漏入各路径的旁瓣分量，均衡器单元11通过已去除了泄漏的精确的信道估计计算得到的精确的权值来均衡信号，并且数据解扩单元14解扩来自均衡器单元11的信号，以便再现精确的接收数据。

在该示例性实施例中，均衡器单元11执行作为时域信号处理的均衡滤波，但是本发明不被限制于此。均衡器单元11也可以执行作为频域信号处理的权值计算和均衡滤波，在这种情况下，对于那些实施例也可产生同样的优点。

此外，虽然示例性实施例描述了假设为包括一发射天线和一接收天线的CDMA接收装置，但是本发明不限于这种配置。作为另一个例子，本发明还能应用于各包括多个发射天线和多个接收天线的多输入多输出(MIMO)系统。

此外，所述示例性实施例的CDMA接收装置可应用于CDMA移动通信系统中的任何基站无线装置和移动台无线装置。