直流－直流变换器和直流－直流变换器的控制

摘要

本发明公开了一种直流—直流变换器，用于变换输入电压并生成输出电压。所述直流—直流变换器包括调节电阻器。控制电路生成控制信号并且包括外部端子，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子。开关晶体管连接到所述控制电路并且根据所述控制信号而接通或关断。所述控制电路包括生成振荡信号的振荡器。所述控制电路基于所述振荡信号和一对应于所述直流—直流变换器的输出电压或输出电流的信号来生成所述控制信号。所述振荡器对流经所述控制电路的外部端子的第一电流量进行监视并且以对应于该监视结果的周期来生成所述振荡信号。

说明书

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器、用于DC-DC变换器的控制电路，以及用于控制DC-DC变换器的方法。

背景技术

诸如笔记本个人计算机或游戏机这样的便携式电子装置包括多个半导体集成电路(IC)装置。每个半导体IC装置使用电池作为其电源。电池的输出电压随着电池被放电而减少。为了使工作电源电压保持恒定，便携式电子装置包括DC-DC变换器。DC-DC变换器包括集成的控制电路和诸如输出晶体管这样的连接到控制电路的组件。如果冲击被施加于便携式电子装置，这可能使组件与DC-DC变换器断开并使DC-DC变换器错误地运行。必须防止DC-DC变换器的这种错误运行。

传统的开关式DC-DC变换器包括控制电路、施加有输入电压的第一晶体管，以及连接到第一晶体管的第二晶体管。基于具有三角波形的振荡信号使第一晶体管和第二晶体管交替地接通和关断，所述振荡信号是由设在控制电路中的振荡器生成的。这两个晶体管之间的节点处的电压经由扼流线圈而被输出作为输出电压。控制电路对输出电压和振荡信号进行比较并且生成用于接通和关断晶体管的脉冲信号。这样，DC-DC变换器通过根据输出电压改变脉冲信号的占空比来稳定其输出电压。

在开关式DC-DC变换器中，第一和第二晶体管与扼流线圈是连接到集成的控制电路的外部组件。当外部组件以有缺陷的方式被安装或者由外部组件形成的输出电路被短路时，DC-DC变换器确定其电压升压不足，并进行操作来增加输出电压。在这种情况下，DC-DC变换器可能输出异常高的电压或者可能引起过电流。为了防止这种异常状态的发生，现有技术(例如参见日本专利早期公开No.2005-117784)所提出的电源电路对DC-DC变换器的输出电压进行监视并且当DC-DC变换器中发生故障时停止给晶体管提供开关信号。这样防止了电源电路使DC-DC变换器中的输出电压异常地增加。

在上述现有技术的DC-DC变换器中，第一晶体管和第二晶体管被接通和关断的周期是由振荡信号的频率决定的。此外，第一晶体管和第二晶体管被接通和关断的周期取决于DC-DC变换器的输出电压或DC-DC变换器的应用而不同。因此，控制电路被这样形成，使得其可以自由地改变振荡信号的频率。具体而言，电阻器作为外部组件被连接到集成的控制电路，并且振荡器根据流经电阻器的电流来使其内部电容器充电或放电。电容器的充电和放电时间决定了振荡信号的频率。在这种情况下，通过改变被外部连接到控制电路的电阻器的电阻来改变振荡信号的频率。

发明内容

人们预料到，其上安装有多个半导体IC装置和起电源作用的DC-DC变换器的便携式电子装置将经常被用户携带。这意味着便携式电子装置在使用期间很有可能被疏忽地掉落。此外，便携式电子装置可能经常被从寒冷环境携带到温暖环境。这将经常导致在便携式电子装置上形成冷凝(condensation)。

在便携式电子装置中，例如当装置由于施加到其上的冲击而掉落时，DC-DC变换器改变振荡频率并且用于改变振荡频率的电阻器可能变为断开。此外，在装置上形成的冷凝可能使连接到电阻器的端子和电源的端子短路。当在决定振荡频率的电阻器中发生这种故障时，电容器的充电和振荡器的振荡可能停止。在这种情况下，对振荡信号与基于输出电压的电压的比较可能产生不确定的结果，并且DC-DC变换器的操作可能变得不稳定。此外，DC-DC变换器可能错误地运行，使得输入电压所施加到的第一晶体管的导通状态持续。

本发明的一个方面是用于变换输入电压并生成输出电压的开关式DC-DC变换器。DC-DC变换器具有调节电阻器、生成控制信号并且包括外部端子的控制电路，以及连接到所述控制电路并且根据所述控制信号而接通或关断的开关晶体管，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子。所述控制电路包括生成振荡信号的振荡器。所述控制电路基于所述振荡信号和一对应于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流的信号来生成所述控制信号。所述振荡器对流经所述控制电路的外部端子的第一电流量进行监视并且以对应于该监视结果的周期来生成所述振荡信号。

本发明的另一个方面是用于变换输入电压并生成输出电压的开关式DC-DC变换器。DC-DC变换器具有调节电阻器、生成控制信号并且包括外部端子的控制电路，以及连接到所述控制电路并且根据所述控制信号而接通或关断的开关晶体管，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子。所述控制电路包括生成振荡信号的振荡器。所述控制电路基于所述振荡信号和一对应于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流的信号来生成所述控制信号。所述振荡器包括窗口比较器，该窗口比较器具有第一和第二基准电压并且接收与流经所述控制电路的外部端子的第一电流量相对应的电压，以将接收到的电压与所述第一和第二基准电压进行比较并且根据比较结果来生成开关信号。所述振荡器还包括第一和第二恒定电流源以及开关，所述开关被控制为根据所述开关信号来执行开关。所述开关包括连接到所述调节电阻器的第一开关触点、分别连接到所述第一和第二恒定电流源的第二和第三开关触点以及选择性地连接到所述第一到第三开关触点之一的固定触点。所述振荡器以对应于所述第一电流量、流经所述第二开关触点的第二电流量和流经所述第三开关触点的第三电流量之一的周期生成所述振荡信号。

本发明的另一个方面是控制电路，其被结合在用于变换输入电压并生成输出电压的开关式DC-DC变换器中。所述DC-DC变换器包括调节电阻器和开关晶体管。所述控制电路包括外部端子和用于生成振荡信号的振荡器，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子。所述控制电路基于所述振荡信号和一对应于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流的信号来生成所述控制信号，以接通和关断所述开关晶体管。所述振荡器对流经所述外部端子的第一电流量进行监视并且以对应于该监视结果的周期来生成所述振荡信号。

本发明的另一个方面是控制电路，其被结合在用于变换输入电压并生成输出电压的开关式DC-DC变换器中。所述DC-DC变换器包括调节电阻器和开关晶体管。所述控制电路包括外部端子和用于生成振荡信号的振荡器，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子。所述控制电路基于所述振荡信号和一对应于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流的信号来生成所述控制信号，以接通和关断所述开关晶体管。所述振荡器包括窗口比较器，该窗口比较器具有第一和第二基准电压并且接收与流经所述外部端子的第一电流量相对应的电压，以将接收到的电压与所述第一和第二基准电压进行比较并且根据该比较结果来生成开关信号。所述振荡器还包括第一和第二恒定电流源以及开关，所述开关被控制为根据所述开关信号来执行开关。所述开关包括连接到所述调节电阻器的第一开关触点、分别连接到所述第一和第二恒定电流源的第二和第三开关触点以及选择性地连接到所述第一到第三开关触点之一的固定触点。所述振荡器以对应于所述第一电流量、流经所述第二开关触点的第二电流量和流经所述第三开关触点的第三电流量之一的周期生成所述振荡信号。

本发明的另一个方面是一种控制用于变换输入电压并生成输出电压的开关式DC-DC变换器的方法。所述DC-DC变换器包括调节电阻器、外部端子和振荡器，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子。所述方法包括用所述振荡器生成振荡信号，基于所述振荡信号和一对应于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流的信号来生成用于控制开关晶体管的控制信号，以及对流经所述外部端子的第一电流量进行监视并且以对应于该监视结果的周期来生成所述振荡信号。

本发明的另一个方面是一种控制用于变换输入电压并生成输出电压的开关式DC-DC变换器的方法。所述DC-DC变换器包括调节电阻器、外部端子、振荡器和开关，所述调节电阻器从外部连接到所述外部端子，所述振荡器用于生成振荡信号，所述开关具有连接到所述调节电阻器的第一开关触点、分别连接到第一和第二恒定电流源的第二和第三开关触点和固定触点。所述方法包括基于所述振荡信号和一对应于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流的信号来生成控制信号以控制所述开关，将与流经所述外部端子的第一电流量相对应的电压与第一和第二基准电压进行比较并且根据比较结果生成开关信号，根据所述开关信号来切换所述固定触点与所述第一到第三开关触点中的任何一个之间的连接，以及以对应于所述第一电流量、流经所述第二开关触点的第二电流量和流经所述第三开关触点的第三电流量之一的周期生成所述振荡信号。

结合附图，从以下示例性地说明本发明原理的描述中，本发明的其它方面和优点将变得清楚。

附图说明

参照以下对当前优选实施例的描述以及附图，可以最好地理解本发明及其目的和优点，在附图中：

图1是本发明第一实施例的DC-DC变换器的电路框图；

图2是图1的DC-DC变换器的工作波形图；

图3是图1的DC-DC变换器中包括的振荡器的电路图；

图4是本发明第二实施例的振荡器的电路图；

图5是本发明第三实施例的振荡器的电路图；

图6是本发明第四实施例的振荡器的电路图；

图7是本发明第五实施例的DC-DC变换器的电路框图。

具体实施方式

现在将参照图1到图3来描述本发明的第一实施例。

现在参照图1，压控DC-DC变换器10包括控制电路11、充当主开关晶体管的第一晶体管T1、充当同步整流晶体管的第二晶体管T2、扼流线圈L1、平滑电容器C1，以及外部组件，所述外部组件例如是用于调节频率的调节电阻器RT。

控制电路11可被集成作为单个半导体芯片(IC)。控制电路11具有端子P1、端子P2和外部端子P3，其中第一晶体管T1连接到端子P1，第二晶体管T2连接到端子P2，调节电阻器RT连接到外部端子P3。控制电路11将控制信号DH从端子P1提供给第一晶体管T1的栅极，并且将控制信号DL从端子P2提供给第二晶体管T2的栅极。第一晶体管T1可以是N沟道MOS(金属氧化物半导体)晶体管，其漏极接收输入电压Vin，源极连接到第二晶体管T2。第二晶体管T2可以是N沟道MOS晶体管，其漏极连接到第一晶体管T1，源极连接到低电位电源(例如地)。响应于控制信号DH而接通和关断第一晶体管T1。响应于控制信号DL而接通和关断第二晶体管T2。

扼流线圈L1具有第一端子和第二端子，其中第一晶体管T1与第二晶体管T2之间的节点连接到第一端子，从第二端子输出输出电压Vout。

用于对输出电压Vout进行平滑(smoothing)的平滑电容器C1具有第一端子和第二端子，所述第一端子连接到扼流线圈L1的第二端子，所述第二端子连接到地。扼流线圈L1的第二端子处的电压即输出电压Vout以反馈信号FB的形式作为反馈被提供给控制电路11的输入级。

控制电路11具有电源端子PV和电源端子PG，其中电源端子PV被提供以充当电源电压的输入电压Vin，电源端子PG连接到地。通过输入电压Vin来操作控制电路11中的每个电路。

控制电路11包括误差放大器21、脉宽调制(PWM)比较器22、振荡器23、电阻器R1和R2，以及基准电源e1。

第一电阻器R1具有被提供以反馈信号FB的第一端子和连接到第二电阻器R2的第一端子的第二端子。第二电阻器R2的第二端子连接到地。第一电阻器R1和第二电阻器R2形成了分压电路，并且生成通过对反馈信号FB进行分压而获得的比较电压V1。比较电压V1被输入到误差放大器21中。

误差放大器21具有反相输入端和同相输入端，其中比较电压V1或者说输出电压Vout的分压被输入到反相输入端，基准电源e1的基准电压Vr1被输入到同相输入端。误差放大器21根据基准电压Vr1与比较电压V1(输出电压Vout的分压)之间的比较结果来输出误差信号S1，其中误差信号S1是通过对基准电压Vr1与比较电压V1之间的差进行放大而获得的。在第一实施例中，当被输入反相输入端的比较电压V1小于被输入同相输入端的基准电压Vr1时，误差信号S1的电平根据比较电压V1与基准电压Vr1之间的差而增加。当比较电压V1大于基准电压Vr1时，误差信号S1的电平根据比较电压V1与基准电压Vr1之间的差而减少。

误差信号S1被提供给PWM比较器22。PWM比较器22具有同相输入端和反相输入端，其中误差放大器21的误差信号S1被输入同相输入端，振荡器23的振荡信号SS被输入反相输入端。振荡器23是三角波振荡器并且连接到调节电阻器RT的一个端子。调节电阻器RT的另一个端子连接到地。振荡器23生成三角波振荡信号SS，该信号所具有的频率是根据从外部端子P3流向调节电阻器RT的电流的值来决定的。

PWM比较器22将误差放大器21的误差信号S1与振荡器23的振荡信号SS进行比较，以根据比较结果来输出互补的控制信号DH和DL。具体而言，当误差信号S1的电压高于振荡信号SS的电压时，PWM比较器22输出高(H)电平控制信号DH和低(L)电平控制信号DL。此外，当误差信号S1的电压低于振荡信号SS的电压时，PWM比较器22输出L电平控制信号DH和H电平控制信号DL。

控制信号DH被提供给第一晶体管T1，使得第一晶体管T1响应于控制信号DH而被接通和关断。控制信号DL被提供给第二晶体管T2，使得第二晶体管T2响应于控制信号DL而被接通和关断。因此，当第一晶体管T1被接通时，第二晶体管T2被关断。当第一晶体管T1被关断时，第二晶体管T2被接通。

当第一晶体管T1被接通时，经由扼流线圈L1流经负载的电流增加，并且比较电压V1的电平增加。此外，随着电流流经扼流线圈L1，能量在扼流线圈L1中积累。当误差信号S1的电平变得低于振荡信号SS的电平时，第一晶体管T1被关断并且第二晶体管T2被接通，以释放积累在扼流线圈L1中的能量。

现在将参照图2来描述振荡信号SS、误差信号S1和控制信号DH的脉冲宽度。当输出电压Vout随着第一和第二晶体管T1和T2被接通和关断而减少时，根据比较电压V1与基准电压Vr1之间的比较结果来决定的误差信号S1的电平增加，其中比较电压V1是通过对输出电压Vout进行分压而获得的。随着误差信号S1的电平增加，控制信号DH的脉冲宽度变宽，从而使第一晶体管T1的导通时段变长。当输出电压Vout增加时，误差信号S1的电平降低。随着误差信号S1的电平降低，控制信号DL的脉冲宽度变窄，从而使第一晶体管T1的导通时段变短。重复该操作，使得根据输出电压Vout的改变来调节第一晶体管T1的导通时段。结果，输出电压Vout被控制为恒定。

现在将参照图3来描述振荡器23。振荡器23包括振荡电路24和充电—放电控制电路25。在振荡电路24中，输入电压Vin被提供给第一晶体管T11。第一晶体管T11可以是P沟道MOS晶体管，其源极被提供以输入电压Vin，漏极连接到第二晶体管T12。第一晶体管T11的栅极连接到其漏极。换言之，第一晶体管T11被接成二极管(diode-connected)。

第二晶体管T12可以是NPN晶体管，其集电极连接到第一晶体管T11，发射极经由外部端子P3连接到调节电阻器RT，并且基极连接到电压放大器31。电压放大器31所具有的反相输入端连接到第二晶体管T12的发射极，同相输入端连接到基准电源e11，输出端连接到第二晶体管T12的基极。

第一晶体管T11的栅极连接到第三晶体管T13的栅极。第三晶体管T13可以是P沟道MOS晶体管，其源极被提供以输入电压Vin，漏极连接到电容器CT。第一晶体管T11和第三晶体管T13形成电流镜电路。在第一实施例中，第一和第三晶体管T11和T13具有相同的大小并因而具有相同的电特性。因此，等量的电流流经第一晶体管T11和第三晶体管T13。

电容器CT可以是充电电容器，其具有连接到第三晶体管T13的第一端子和连接到地的第二端子。充当放电元件的第四晶体管T14并联连接到电容器CT。第四晶体管T14可以是P沟道MOS晶体管，其源极连接到电容器CT的第一端子，漏极连接到地或电容器CT的第二端子。

电容器CT的第一端子和第四晶体管T14的栅极连接到充电—放电控制电路25。充电—放电控制电路25对电容器CT的充电电压进行监视，以相应地控制第四晶体管T14。具体而言，当第四晶体管被关断时，用流经第三晶体管T13的电流来给电容器CT充电。结果，电容器CT的第一端子处的电压或者说电容器CT的充电电压增加。当第四晶体管T14被接通时，放电电流从电容器CT流向地，并且电容器CT的第一端子处的电压降低。

充电—放电控制电路25对电容器CT的充电电压即第一端子处的电压(充电电压)进行监视。充电—放电控制电路25在充电电压增加到第一预定电压时接通第四晶体管T14，并且在充电电压减少至第二预定电压时关断第四晶体管T14。通过重复地接通和关断第四晶体管T14，电容器CT的第一端子处的电压以大致三角形状的形式变化，从而生成具有大致三角波形的振荡信号SS。第四晶体管T14接通和关断的周期是振荡信号SS的周期，并且振荡信号SS的周期的倒数是振荡信号SS的频率。

第四晶体管T14接通和关断的周期是根据电容器CT的第一端子处的电压变化即电容器CT的充电和放电量来决定的。因此，按照根据提供给电容器CT的电流量即流经第三晶体管T13的电流量而决定的周期来生成振荡信号SS。

振荡电路24包括监视电路32。

监视电路32包括第五到第八晶体管T15到T18以及第一和第二电阻器R11和R12。

第五晶体管T15可以是P沟道MOS晶体管，其源极被提供以输入电压Vin的源极，漏极连接到第六晶体管T16的漏极，栅极连接到第一晶体管T11的栅极。第一晶体管T11和第五晶体管T15形成电流镜电路。在第一实施例中，第一和第五晶体管T11和T15具有相同的大小并因而具有相同的电特性。因此，等量的电流流经第一晶体管T11和第五晶体管T15。如上所述，第一和第三晶体管T11和T13形成电流镜电路，使得等量的电流流经第一晶体管T11和第三晶体管T13。结果，等量的电流流经第三晶体管T13和第五晶体管T15。

第六晶体管T16可以是N沟道MOS晶体管，其源极连接到地，漏极连接到第五晶体管T15，栅极连接到第六晶体管T16的漏极和第七晶体管T17。第七晶体管T17可以是N沟道MOS晶体管，其源极连接到地，漏极连接到第一电阻器R11，栅极连接到第六晶体管T16的栅极。第六晶体管T16和第七晶体管T17形成电流镜电路。在第一实施例中，第六和第七晶体管T16和T17具有相同的大小并因而具有相同的电特性。因此，等量的电流流经第六晶体管T16和第七晶体管T17。

第一电阻器R11的一个端子连接到第七晶体管T17，另一端子被提供以输入电压Vin。第八晶体管T18连接到位于第一电阻器R11与第七晶体管T17之间的节点N2。第八晶体管T18可以是N沟道MOS晶体管，其栅极连接到节点N2，源极连接到第二电阻器R12的一个端子，漏极连接到节点N1。第二电阻器R12的另一个端子连接到地。

现在将描述振荡器23的操作。

电压放大器31对基准电源e11的基准电压Vr11与调节电阻器RT所连接到的外部端子P3处的电压之间的差进行放大，并且将放大后的电压输出到第二晶体管T12的基极。外部端子P3处的电压依赖于流经调节电阻器RT的电流。当流经调节电阻器RT的电流I1较小使得外部端子P3处的电压低于基准电压Vr11时，电压放大器31的输出电压增加。结果，第二晶体管T12的基极电流增加。当第二晶体管T12的基极电流增加时，第二晶体管T12的发射极电流也增加。这使流经调节电阻器RT的电流I1增加。

当流经调节电阻器RT的电流I1较大使得外部端子P3处的电压高于基准电压Vr11时，电压放大器31的输出电压降低。结果，第二晶体管T12的基极电流减少。当第二晶体管T12的基极电流减少时，第二晶体管T12的发射极电流也减少。这使流经调节电阻器RT的电流I1减少。

电压放大器31控制第二晶体管T12的基极电流以使基准电压Vr11与调节电阻器RT所连接到的外部端子P3处的电压相等。调节电阻器RT连接在外部端子P3与地之间。地的电位是0V(伏特)，并且外部端子P3处的电位是基准电压Vr11。因此，当具有不同电阻的电阻器连接在外部端子P3与地之间时，由电阻和外部端子P3与地之间的电位差决定的电流流经电阻器。结果，第二晶体管T12、电压放大器31、基准电源e11和外部连接的调节电阻器RT引起了电流I1的流动并且形成将电流I1控制为恒定的恒流电路，其中电流I1的量是由调节电阻器RT的电阻决定的。

连接到形成恒流电路的第二晶体管T12的集电极的第一晶体管T11是接成二极管的。因此，与第二晶体管T12的发射极电流相同的电流I2流经第一晶体管T11。第一晶体管T11和第三晶体管T13形成电流镜电路，使得与第二晶体管T12的发射极电流等量的电流流经第三晶体管T13。

用流经第三晶体管T13的恒流来给串联连接到第三晶体管T13的电容器CT充电。因此，电容器CT的充电电压随着时间流逝而增加。

通过以下等式来表达电容器CT的充电电压Vc。

Vc＝(Q/C)*t

在该等式中，C是电容器CT的电容，Q是流经第三晶体管T13的单位电荷量，并且t是经过时间。

并联连接到电容器CT的第四晶体管T14是用于对积累在电容器CT中的电荷Q进行放电的放电开关。充电一放电控制电路25在电容器CT的充电电压增加到第一预定电压时接通第四晶体管T14并且对积累在电容器CT中的电荷Q进行放电。充电—放电控制电路25在电容器CT的充电电压由于放电而降低至第二预定电压时关断第四晶体管T14并且给电容器CT充电。重复这种操作，以将电容器CT的电压形成为三角(锯齿)波形。电容器CT的充电电压根据流向电容器CT的电流量即流经调节电阻器RT的电流而增加或降低。电容器CT和基准电源e11被结合在振荡器23的芯片上。因此，电容器CT的电容和基准电压Vr11保持不变。结果，利用流经调节电阻器RT的电流量，即利用根据调节电阻器RT的电阻决定的频率，来使振荡器23振荡。

现在将描述监视电路32的操作。

当调节电阻器RT连接在外部端子P3与地之间时，根据调节电阻器RT的电阻而决定的电流I1流经第二晶体管T12的发射极。第一晶体管T11的漏极电流I2，即与第二晶体管T12的发射极电流I1等量的电流流经第五晶体管T15和第一电阻器R11，其中第五晶体管T15与第一晶体管T11一起形成电流镜电路。第一电阻器R11与第七晶体管T17之间的节点N2处的电位是根据第一电阻器R11与第七晶体管T17的阻抗和流经电阻器R11的电流I3而决定的电位。因为节点N2处的电位低于第八晶体管T18的漏极所连接到的节点N1处的电位，所以栅极连接到节点N2的第八晶体管T18关断。

当调节电阻器RT处于断开状态时(当调节电阻器RT的两个端子中的至少一个被从其连接对象(外部端子P3或GND)断开时)，没有电流流经第二晶体管T12的发射极。因此，没有电流流经第七晶体管T17。当没有电流流经第七晶体管T17时，没有电流流经第一电阻器R11。因此，第一电阻器R11不引起电压降低，并且第七晶体管T17的漏极电压增加。

当第七晶体管T17的漏极电压增加时，第八晶体管T18的栅极电压也增加。这使第八晶体管T18接通。第八晶体管T18的漏极连接到节点N1。因此，当第二晶体管T12的发射极电流达到零时，第八晶体管T18被接通，并且电流流经第八晶体管T18而不是第二晶体管T12。因此，电流也流经第一晶体管T11。

流经第一晶体管T11的电流导致电流再次流经第七晶体管T17并且导致第八晶体管T18的栅极电压降低。然而，电流以下述状态流经第八晶体管T18，在所述状态下，使由第一电阻器R11引起的电压降低所决定的栅极电压与由第二电阻器R12生成的电压所决定的源极电压相平衡(balance)。

因此，电流流经第一晶体管T11、第八晶体管T18和第二电阻器R12。与流经第一晶体管T11、第八晶体管T18和第二电阻器R12的电流等量的电流给电容器CT充电。结果，振荡器23继续振荡并且生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是由根据第一和第二电阻器R11和R12的电阻而流经第八晶体管的电流量来决定的。

当用被提供以输入电压Vin(参照图1)的端子PV使外部端子P3短路时，没有电流流经调节电阻器RT，即没有电流以如上所述的方式流经第二晶体管T12的发射极。在这种情况下，监视电路32以与调节电阻器RT处于断开状态时一样的方式工作。结果，振荡器23继续振荡并且生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是由根据第一和第二电阻器R11和R12的电阻而流经第八晶体管的电流量来决定的。

第一实施例具有下述优点。

(1)控制电路11用振荡信号SS和输出电压Vout生成用于接通和关断第一晶体管T1和第二晶体管T2的第一控制信号DH和第二控制信号DL，其中控制电路11包括用于根据外部连接的调节电阻器RT的电阻来改变振荡信号SS的周期的振荡器23。振荡器23包括对流经外部端子P3的电流I1进行监视的监视电路32，调节电阻器RT连接到所述外部端子P3。当调节电阻器RT处于断开状态(例如，调节电阻器与外部端子P3或地断开的状态，连接到调节电阻器的端子与被提供以电源电压的控制电路的端子短路的状态，或者调节电阻器的两个端子短路以具有高电阻的状态)时，流经连接到调节电阻器RT的外部端子P3的电流量变为零或者极小。在这种情况下，振荡器23以下述周期生成振荡信号，所述周期是由对应于第一和第二电阻器R11和R12的电阻的电流量决定的。结果，DC-DC变换器10稳定地工作。此外，防止了DC-DC变换器10错误地运行，从而不使第一晶体管T1持续以导通状态运行。

(2)当调节电阻器RT不连接到外部端子P3或当外部端子P3连接到端子PV时，监视电路32以与调节电阻器RT处于断开状态时一样的方式工作。结果，振荡器23以下述周期生成振荡信号，所述周期是由对应于监视电路32的第一和第二电阻器R11和R12的电阻的电流量决定的。因此，当仅需要振荡器23以预置周期生成振荡信号时，在使用DC-DC变换器10时无需连接调节电阻器RT。这消除了连接调节电阻器RT的负担。

现在将参照图4来描述本发明的第二实施例。为了避免冗余，向与第一实施例的相应组件相同的那些组件给予相似或相同的标号。

如图4所示，振荡器40包括振荡电路41和充电—放电控制电路25。振荡电路41除第一实施例的组件以外还包括开关SW1和控制电路(开关控制电路)42。

开关SW1具有连接到第二晶体管T12的基极的第一端子和连接到地的第二端子。通过控制电路42来接通和关断开关SW1。开关SW1和控制电路42起开断电路(breaking circuit)的作用。

控制电路42包括电阻器R21、晶体管T21、基准电源e21、电压比较器43和触发器电路44。

晶体管T21可以是N沟道MOS晶体管，其源极连接到地，漏极连接到电阻器R21，栅极连接到监视电路32中的第六晶体管T16的栅极。第六晶体管T16和晶体管T21形成电流镜电路。在第二实施例中，第六晶体管T1 6和晶体管T21具有相同的大小并因而具有相同的电特性。因此，等量的电流流经第六晶体管T16(监视电路32的第七晶体管T17)和晶体管T21。

电阻器R21具有被提供以输入电压Vin的第一端子和连接到晶体管T21的第二端子。因此，当电流流经电阻器R21时，电阻器R21的第二端子处的电位由于流经电阻器R21的电流而变得低于电阻器R21的第一端子处的电位(输入电压Vin)。

基准电源e21具有负极端子和正极端子，其中负极端子连接到位于电阻器R21与晶体管T21之间的节点N3，正极端子连接到电压比较器43的反相输入端。电压比较器43所具有的同相输入端连接到电阻器R21的高电位端子，输出端子连接到触发器(flip-flop)电路44。

电压比较器43将由流经电阻器R21的电流生成的电压与基准电源e21的基准电压Vr2进行比较。因此，在电阻器R21的两个端子之间生成根据流经电阻器R21的电流量决定的电位差。基准电源e21向电阻器R21的第二端子(节点N3)处的电位加上偏移电压。

基准电源e21的基准电压Vr2被设为略高于正常状态(当调节电阻器RT连接在外部端子P3与地之间并且电流I1流经调节电阻器RT)下在电阻器R21的两个端子之间生成的电位差。因此，在正常状态下，电压比较器43的反相输入端处的电压高于电压比较器43的同相输入端处的电压。因此，电压比较器43输出L电平信号S21。当流经电阻器R21的电流变为大于正常状态下流过的电流时，在电阻器R21的两个端子之间生成的电位差大于基准电压Vr2。因此，电压比较器43输出H电平信号S21。

触发器电路44可以是RS(复位—置位)触发器电路，其中电压比较器43的输出信号S21被输入其置位端。当H电平输出信号S21被从电压比较器43输出时，触发器电路44存储输出信号S21并且输出H电平开关信号S22。例如，当DC-DC变换器被激活时，用于使DC-DC变换器初始化的复位信号(未示出)被输入触发器电路44的复位端。因此，触发器电路44输出L电平开关信号S22。

开关SW1响应于H电平开关信号S22而接通并且响应于L电平开关信号S22而关断。因此，开关SW1响应于由电压比较器43输出的H电平信号S21而接通并且将第二晶体管T12的基极连接到地。触发器电路44将开关SW1保持在导通状态。

在振荡器4中，当调节电阻器RT连接在外部端子P3与地之间时、当调节电阻器RT处于断开状态时以及当外部端子P3与被提供以输入电压Vin的端子PV短路时(参照图1)，监视电路32以与第一实施例的振荡器23相同的方式工作。

当调节电阻器RT连接在外部端子P3与地之间时，与第二晶体管T12的发射极电流等量的电流流经控制电路42的电阻器R21。在这种状态下，在电阻器R21的两个端子之间生成的电位差小于基准电源e21的基准电压Vr2。因此，电压比较器43输出L电平信号S21，并且触发器电路44输出L电平开关信号S22。这使开关SW1关断。

当调节电阻器RT的两个端子由于冷凝等而短路时，第二晶体管T12的发射极连接到地，结果流经第二晶体管T12的电流变得大于正常状态下流过的电流。与第二晶体管T12的发射极电流等量的电流流经电阳器R21。在这种状态下，在电阻器R21的两个端子之间生成的电位差大于基准电源e21的基准电压Vr2。因此，电压比较器43输出H电平信号S21，并且触发器电路44输出H电平开关信号S22。结果，开关SW1被接通。被接通的开关SW1将第二晶体管T12的基极电位箝位到地电位。结果，第二晶体管T12被关断并且电流不流经第二晶体管T12。

电流不流向第二晶体管T12的状态等价于调节电阻器RT的断开状态。在这种状态下，监视电路32使由第一和第二电阻器R11和R12决定的电流流向第一晶体管T11或者第三晶体管T13。结果，振荡器23继续振荡并且生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是由根据第一和第二电阻器R11和R12的电阻而流经第八晶体管T18的电流量决定的。

第二实施例具有下述优点。

(1)当调节电阻器RT的两个端子被短路时，振荡器40通过接通开关SW1并且将第二晶体管T12的基极连接到地来中断向调节电阻器RT提供电流的路径。因此，当调节电阻器RT由于冷凝等而短路时，向调节电阻器RT提供电流的路径被中断，从而产生与调节电阻器RT的断开状态等价的状态。结果，振荡器40以对应于预定电流量的周期生成振荡信号，并且DC-DC变换器稳定地工作。此外，中断向调节电阻器RT提供电流的路径防止了DC-DC变换器的消耗电流在短路期间增加。

(2)当外部端子P3连接到端子PG时，监视电路32以与调节电阻器RT被短路时一样的方式工作，并且振荡器23以下述周期生成振荡信号，所述周期是由对应于第一和第二电阻器R11和R12的电阻的电流量决定的。因此，当仅需振荡器23以预置周期生成振荡信号时，调节电阻器RT所连接到的外部端子P3只需连接到地。这便利了DC-DC变换器的使用。

现在将参照图5来描述本发明的第三实施例。为了避免冗余，向与第一和第二实施例的相应组件相同的那些组件给予相似或相同的标号。这种组件将不详细描述。

如图5所示，振荡器50包括振荡电路51和充电—放电控制电路25。振荡电路51包括开关SW2和恒定电流源52，而不包括第二实施例的开关SW1。

开关SW2具有固定触点STF和两个开关触点ST1和ST2。开关SW2的固定触点STF连接到第一晶体管T11的漏极，第一开关触点ST1连接到第二晶体管T12的集电极，并且第二开关触点ST2连接到恒定电流源52。开关SW2基于来自触发器电路44的开关信号S22将固定触点STF连接到第一开关触点ST1或者第二开关触点ST2。在第三实施例中，开关SW2响应于H电平开关信号S22将固定触点STF连接到第一开关触点ST1，从而将第一晶体管T11和第二晶体管T12连接。开关SW2响应于L电平开关信号S22将固定触点STF连接到第二开关触点ST2，从而将第一晶体管T11和恒定电流源52连接。

当调节电阻器RT连接在外部端子P3与地之间时，开关SW1将第一晶体管T11和第二晶体管T12连接，使得振荡器50生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是根据流经调节电阻器RT的电流量决定的。

当调节电阻器RT处于断开状态或者当外部端子P3与被提供以输入电压Vin(参照图1)的端子PV短路时，监视电路32以与第一实施例中相同的方式工作。更具体的说，监视电路32根据第一和第二电阻器R11和R12的电阻使电流流向第一晶体管T11和第三晶体管T13。此外，振荡器50生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是由流经第三晶体管T13的电流量决定的。

当调节电阻器RT的两个端子被短路时，控制电路42输出L电平信号S21，并且开关SW2将第一晶体管T11连接到恒定电流源52。结果，与流自恒定电流源52的电流等量的电流(第二电流量)流经第一晶体管T11和第三晶体管T13。此外，振荡器50生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是由流经第三晶体管T13的电流量决定的。

第三实施例具有下述优点。

(1)当调节电阻器RT处于断开状态时，振荡器50以下述周期生成振荡信号，所述周期是由对应于监视电路32中的第一和第二电阻器R11和R12的电阻的电流量决定的。此外，当调节电阻器RT的两个端子被短路时，振荡器50通过切换开关SW2以根据恒定电流源52的电流量决定的范围生成振荡信号。因此，当调节电阻器RT由于冷凝等而短路时，振荡器50以与流经恒定电流源52的电流量相对应的周期生成振荡信号。因此，DC-DC变换器稳定地工作。当调节电阻器RT处于断开状态时和当调节电阻器RT被短路时，流经调节电阻器RT的电流量被设置得不同。这使得可以基于振荡信号的周期(频率)来识别调节电阻器RT的状态。

现在将参照图6来描述本发明的第四实施例。为了避免冗余，向与第一实施例的相应组件相同的那些组件给予相似或相同的标号。这种组件将不详细描述。

如图6所示，振荡器60包括振荡电路61和充电—放电控制电路25。振荡电路61包括连接在第一晶体管T11与第二晶体管T12之间的开关SW3。开关SW3具有固定触点STF和三个开关触点ST1、ST2和ST3。固定触点STF连接到第一晶体管T11的漏极，第一开关触点ST1连接到第二晶体管T12的集电极，第二开关触点ST2连接到第一恒定电流源63，并且第三开关触点ST3连接到第二恒定电流源64。第一恒定电流源63提供电流Ia，并且第二恒定电流源64提供电流Ib。电流Ia和Ib的量与集电极电流I1的量不同，其中调节电阻器RT使所述集电极电流I1流经第二晶体管T12。

晶体管T31连接到第一晶体管T11的栅极。晶体管T31可以是P沟道MOS晶体管，其源极被提供以输入电压Vin，漏极连接到电阻器R31的一个端子，栅极连接到第一晶体管T11的栅极。电阻器R31的另一个端子连接到地。第一晶体管T11和晶体管T31形成电流镜电路。在第四实施例中，第一晶体管T11和晶体管T31具有相同的大小并因而具有相同的电特性。结果，相同量的电流流经第一晶体管T11和晶体管T31。

位于晶体管T31与电阻器R31之间的节点N5连接到窗口比较器62。窗口比较器62包括两个比较器和分别连接到两个比较器的两个基准电源。两个基准电源具有不同的基准电压。每个比较器将从相应基准电源提供的基准电压和节点N5处的电压进行比较，然后基于比较结果来输出信号。窗口比较器62生成两位控制信号S31。

在第四实施例中，所述的两个基准电源的基准电压被称为第一基准电压和第二基准电压。当节点N5处的电压小于或者等于第一基准电压时，当节点N5处的电压在第一基准电压与第二基准电压之间时，以及当节点N5处的电压大于或者等于第二基准电压时，窗口比较器62输出具有相应值的控制信号S31。

根据外部连接到DC-DC变换器的调节电阻器RT的状态来设置第一和第二基准电压。第一基准电压低于第二基准电压。当调节电阻器RT在正常状态下被连接并且电流I1流经调节电阻器RT时，将第一基准电压设为低于节点N5处的电压。此外，当调节电阻器RT的两个端子被短路时，将第一基准电压设为高于节点N5处的电压。当调节电阻器RT在正常状态下被连接并且电流I1流经调节电阻器RT时，将第二基准电压设为高于节点N5处的电压。此外，当调节电阻器RT处于断开状态时，将第二基准电压设为低于节点N5处的电压。

在第四实施例中，窗口比较器62在节点N5处的电压等于或者小于第一基准电压时输出指示“01”值的控制信号S31，在节点N5处的电压处于第一基准电压与第二基准电压之间时输出指示“00”值的控制信号S31，并且在节点N5处的电压等于或者大于第二基准电压时输出指示“10”值的控制信号S31。控制信号S31的值是二进制数。

开关SW3的固定触点STF根据控制信号S31的值连接到开关触点ST1、ST2和ST3之一。在第四实施例中，开关SW3响应于指示00值的控制信号S31将固定触点STF连接到第一开关触点ST1，响应于指示10值的控制信号S31将固定触点STF连接到第二开关触点ST2，并且响应于指示01值的控制信号S31将固定触点STF连接到第三开关触点ST3。

如上所述，控制信号S31的值基于在节点N5处的电压与第一和第二基准电压之间进行的比较结果，并且对应于调节电阻器RT的连接状态。因此，当调节电阻器RT在正常状态下被连接时，开关SW3将固定触点STF连接到第一开关触点ST1。结果，第一晶体管T11连接到第二晶体管T12，并且通过流经调节电阻器RT的电流I1来给电容器CT充电或者放电。结果，振荡器60生成具有以下频率的振荡信号，所述频率是由流经调节电阻器RT的电流量，即由调节电阻器RT的电阻决定的。

当调节电阻器RT处于断开状态时，开关SW3将固定触点STF连接到第二开关触点ST2。这使第一晶体管T11连接到第一恒定电流源63并且用流经第一恒定电流源63的电流Ia给电容器CT充电。结果，振荡器60生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是由第一恒定电流源63的电流Ia决定的。

当调节电阻器RT的两个端子被短路时，开关SW3将固定触点STF连接到第三开关触点ST3。这使第一晶体管T11连接到第二恒定电流源64并且用并且用流经第二恒定电流源64的电流Ib给电容器CT充电。结果，振荡器60生成具有下述频率的振荡信号，所述频率是根据第一恒定电流源64的电流Ib决定的。

第四实施例具有下述优点。

(1)振荡器60的窗口比较器62接收对应于流经调节电阻器RT的电流量的电压，将接收到的电压与第一和第二基准电压进行比较，然后基于比较结果生成控制信号S31。响应于控制信号S31，开关SW3将固定触点STF连接到第一开关触点ST1、第二开关触点ST2和第三开关触点ST3之一，其中调节电阻器RT连接到第一开关触点ST1，恒定电流源63和64分别连接到第二和第三开关触点ST2和ST3。结果，当调节电阻器RT在正常状态下被连接时，振荡器60以由流经调节电阻器RT的电流量决定的周期生成振荡信号。此外，当调节电阻器RT处于断开状态时，振荡器60以下述周期生成振荡信号，所述周期是由连接到第二开关触点ST2的恒定电流源63的电流Ia决定的。此外，当调节电阻器RT被短路时，振荡器60以下述周期生成振荡信号，所述周期是由连接到第三开关触点ST3的恒定电流源64的电流Ib决定的。结果，DC-DC变换器稳定地工作。连接到第二开关触点ST2的恒定电流源63的电流Ia和连接到第三开关触点ST3的恒定电流源64的电流Ib被设置得不同。这使得可以基于振荡信号的周期(频率)来识别调节电阻器RT的状态。

本领域技术人员应当清楚本发明可以许多其他特定形式实现而不脱离本发明的精神或范围。具体而言，应当明白本发明可以下列形式实现。

虽然第一到第四实施例应用于压控降压型DC-DC变换器，但是本发明可以以流控降压型DC-DC变换器实现。图7示出了根据本发明的第五实施例的流控降压型DC-DC变换器70。DC-DC变换器70包括控制电路71、第一晶体管T1、第二晶体管T2、扼流线圈L1、平滑电容器C1和电流检测电阻器Rs。输出电压Vout经由电流检测电阻器Rs而输出。

控制电路71的电压放大器72接收分别具有电流检测电阻器Rs的两端电压的反馈信号CS和FB。电压放大器72对基于流经电流检测电阻器Rs的输出电流在电流检测电阻器Rs的两个端子之间生成的电压差进行放大。然后，电压放大器72将放大后的电压输出到比较器73。控制电路71的误差放大器21生成误差信号S1，该信号是通过对反馈信号FB的电压与基准电源e1的输出电压之间的电压差进行放大而获得的，其中反馈信号FB的电压是通过使用电阻器R1和R2对输出电压Vout进行分压而获得的电压。误差信号S1被提供给比较器73。

比较器73将电压放大器72的输出电压与误差放大器21的误差信号S1的电压进行比较。然后，比较器73在电压放大器72的输出电压高于误差放大器21的误差信号S1时把H电平输出信号输出到触发器电路74的复位端R。当电压放大器72的输出电压低于误差信号S1的电压时，电压放大器72将L电平输出信号输出到复位端R。

将具有恒定频率的脉冲信号PS从振荡器75输入到触发器电路74的置位端S。振荡器75是方波振荡器，其包括上述实施例中的振荡器23、40、50和60以及整形(wave-shaping)电路(未示出)。起外部元件作用的调节电阻器RT经由控制电路71的外部端子连接到振荡器75。振荡器75以由流经调节电阻器RT的电流决定的周期生成脉冲信号PS。振荡器75以下述周期生成脉冲信号PS，所述周期是由根据调节电阻器RT的连接状态而在电路中设置的电流决定的。

当H电平信号被输入到置位端S时，触发器电路74从其输出端Q输出H电平控制信号DH并且从其反相输出端XQ输出L电平控制信号DL。当H电平信号被输入到复位端R时，触发器电路74从其输出端Q输出L电平控制信号DH并且从反相输出端XQ输出H电平控制信号DL。控制信号DH被提供给第一晶体管T1的栅极，并且控制信号DL被提供给第二晶体管T2的栅极。第五实施例具有与第一到第四实施例相同的优势。

本实施例可以以升压型DC-DC变换器、升压/降压型DC-DC变换器和生成负电位的DC-DC变换器实现。

在上述实施例中，可用二极管来代替被连接到控制电路11的输出第二晶体管T2。

以上的示例和实施例应被认为是说明性的而非限制性的，本发明不应被限制在这里给出的细节，而是可以在所附权利要求书的范围及其等同物之内进行修改。

相关申请的交叉引用

本申请基于2006年6月9日提交的在先日本专利申请No.2006-161665并要求其优先权，上述申请的全部内容通过引用而结合于此。