具有同步整流器的零电压开关DC－DC变换器

摘要

一种DC－DC变换器，包括电感、连接到电感的同步整流器(SR)以及连接到电感和SR的有源开关。有源谐振槽路(ART)单元被并联连接到SR或变压器，使得ART单元的谐振电容通过有源开关被充电并通过同步整流器被放电，使得在开关转换时段期间，通过激活ART单元从谐振电容中抽出能量，来消除反向恢复开关损耗并实现零电压开关(ZVS)。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求于2006年3月31日提交的美国临时申请第60/788,594号的优先权，将其全部公开引用在此作为参考。

技术领域

本公开涉及dc-dc变换器，并更具体涉及使用同步整流的零电压开关变换器。

背景技术

此部分的陈述仅提供与本公开有关的背景信息，并且可不构成现有技术。

在低输出电压dc-dc变换器中，同步整流器(SR)被广泛地使用以降低整流器传导损耗并提高变换器效率。然而，在开关的转换期间，由于SR体二极管上的电压降比开关中的高许多，所以SR的寄生体二极管不可避免地传送降低变换效率的负载电流。另外，SR体二极管的反向恢复会增加开关损耗和电磁干扰(EMI)。

现今的功率供应要求需要快速瞬态响应和高功率密度，结果，变换器开关频率被增加，导致增加的开关损耗。

近来，软开关技术已经被发展以试图降低开关损耗和EMI噪声。具体地，零电压开关(ZVS)技术已经被用于MOSFET类型的开关。ZVS多谐振变换器(MRC)利用功率级的主要寄生特性。典型地，MRC中的所有半导体器件都采用ZVS工作，基本上降低了开关损耗和噪声。准谐振变换器(QRC)已经被用于克服以高开关频率工作的常规脉宽调制(PWM)变换器的缺点。QRC通过有源开关的ZVS和整流器二极管的零电流开关(ZCS)来达到该目的。然而，QRC和MRC两者中的开关都必须经受高电压应力或高电流应力。这些应力限制了QRC和MRC的应用。

通过减小常规PWM变换器中的滤波器电感，ZVS准方波(QSW)技术能够为有源和无源开关两者提供ZVS而不增加开关的电压应力，这是为人们所知的。然而，QSW变换器遭受组件中的高电流应力，导致严重的传导损耗并迫使有源开关在高电流下关断。

与QSW相似的概念包括取决于变换器的类型而与有源开关或整流器二极管并联的LC单元。LC单元一般包括与大电容C_c串联的小电感L_r。LC单元的高电感电流波动实现了有源开关的ZVS开通。然而，LC单元的电感L_r中的电流波动可能会大于滤波器电感中的波动的两倍，并且相关的传导和关断损耗显著地增加。

为了实现ZVS同时保持PWM技术的优点，混和拓扑中包含PWM技术以及谐振变换器以最小化环流能量、传导损耗和开关损耗。在ZVS-QRC中的谐振变换器两端添加辅助开关，就得到了ZVS-PWM变换器，其可被认为是ZVS-QRC和PWM变换器的混合电路。在这些混合设计中，一般为有源(功率)开关实现ZVS，并且变换器在恒定扫描频率(swathing frequency)下工作。然而，功率开关经受与负载成比例的高电压应力。

与ZVS-PWM变换器相比，已知的零电压转换PWM(ZVT-PWM)变换器可能是更可取的，这是因为实现了软开关而没有增加开关电压和电流应力。通过添加辅助分流网络以给开关结电容放电并转移整流器二极管电流，为开关实现了ZVS并且尽管没有消除但是减弱了整流器二极管的反向恢复。

近年来，同步整流已经在低电压应用中被广泛地使用。使用具有更高电压电平的同步整流也是可取的，因为现今的高电压MOSFET导通电阻正在被连续地减小，使得MOSFET两端的电压降与快速恢复二极管两端的电压降可比较。然而，MOSFET的体二极管的反向恢复是SR更高电压应用的障碍。例如，具有200V和更高额定值的SR在这样的应用中一般找不到，因为随着额定电压的增加，SR体二极管的反向恢复变得显著地更加严重；这显著地增加了开关和体二极管开关损耗并且与反向恢复有关的EMI噪声可能会导致变换器故障。

降低高电压boost变换器中的整流器的反向恢复相关损耗也是已知的，这可应用于具有替换二极管的SR的应用。然而，由于减弱而不是消除了二极管的反向恢复，所以这些技术仅提供折衷的解决方案。

因此，需要有一种使用SR同时消除体二极管传导损耗和反向恢复损耗的高开关频率开关ZVS dc-dc变换器。

发明内容

dc-dc变换器包括电感、连接到电感的同步整流器SR以及连接到电感和SR的有源开关。有源谐振槽路(ART)单元被并联连接到SR，使得ART单元的谐振电容通过有源开关被充电，并通过同步整流器被放电。在开关转换时段期间，通过激活ART单元从谐振电容中抽出能量，来消除反向恢复开关损耗并实现零电压开关(ZVS)。

所公开的另一dc-dc变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。至少两个同步整流器被连接到次级绕组。ART单元被并联连接到初级侧，使得有源谐振槽路单元的谐振电容通过有源开关被充电并通过同步整流器被放电。在开关转换时段期间，通过激活ART单元从谐振电容中抽出能量，来消除反向恢复开关损耗并实现零电压开关。

另一个所公开的dc-dc变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。至少两个同步整流器被连接到次级绕组。外部绕组被耦合到初级绕组。第一和第二ART单元被并联连接到外部绕组，使得有源谐振槽路单元的谐振电容通过有源开关被充电并通过同步整流器被放电。在开关转换时段期间，通过激活至少一个ART单元从谐振电容中抽出能量，来消除反向恢复开关损耗并实现零电压开关。

根据本文中提供的描述，其它适用领域将变得显而易见。应该理解，此描述和具体实例仅用于说明的目的，而并非旨在限制本公开的范围。

附图说明

无论如何，本文中描述的附图仅出于说明的目的，而并非旨在限制本公开的范围。

图1a-c示出了现有技术的buck、boost和buck-boost单元；

图2示出了根据本公开的buck单元；

图3是图2的操作的时序图；

图4是根据本公开的dc-dc变换器；

图5a-f是根据本公开的非隔离型变换器；

图6是根据本公开的buck dc-dc变换器；

图7是图6的操作的时序图；

图8a-d是根据本公开的隔离型dc-dc变换器；

图9a和b是根据本公开的变换器的进一步的实施例；

图10a-d是根据本公开的变换器的进一步的实施例；

图11a和b是根据本发明的变换器的进一步的实施例；并且

图12是根据本公开的有源谐振槽路单元的可选实施例的电路图。

具体实施方式

以下描述实质上仅是示例性的并且并非旨在限制本公开、应用或使用。

在本公开的有源谐振槽路(ART)单元中，在SR关断时SR的体二极管不传送电流，因此节省了体二极管传导损耗，并消除了与反向恢复相关的开关和振铃振荡损耗(ringing loss)。在本公开的一个方面中，ART单元由包括LC谐振槽路和有源开关的网络组成。基本上，在主开关开通之前，存储在槽路电容中的能量通过谐振电感被传输以给主开关的结电容放电，使得主开关以ZVS开通。在随后的间隔中，以谐振方式重新加载ART单元。由于仅在开关的开关转换期间出现能量传输，所以限制了谐振槽路中消耗的传导损耗。此外，辅助有源开关以ZVS关断并且SR以ZVS工作。所公开的ART单元可应用于隔离型和非隔离型dc-dc变换器二者。实验结果显示出，由于降低了开关损耗和消除了体二极管的传导和反向恢复开关损耗，所以实现了效率的提高。

在本公开的一个方面中，ZVS混合拓扑由连接到具有同步整流器(SR)的dc-dc变换器的有源谐振槽路(ART)组成。优选地，ART单元被插入到常规dc-dc变换器中以为功率开关和SR二者实现ZVS。在一个实施例中，ART单元允许变换器将SR用于更高电压的应用，因为体二极管的反向恢复被完全消除。

所公开的ART单元可与SR并联布置以提供高电压同步整流。由于功率开关以ZVS工作并且SR的变换器体二极管不传送任何电流，所以可消除与反向恢复相关的问题。基本上，ART单元在主开关处于开通时在电容中存储能量。在开关转换间隔期间，辅助开关被开通，ART被激活，并且ART单元的电容中的能量被转移至ART单元的谐振电感L_r。负载电流被转移到ART单元并且SR中的电流被反向。在SR关断时，谐振电感电流被释放以给开关的结电容放电，并且为功率开关实现ZVS。由于仅在开关转换时间期间激活ART单元，所以所公开的dc-dc变换器能够以最小的电流应力工作并且限制了ART单元中的传导损耗。

尽管如下所述的buck、boost和buck-boost dc-dc变换器是普通的非隔离型dc-dc变换器，但本公开也可应用于隔离型变换器。一般情况下，每个变换器包括如图1a-c中所示的3端单元。图1a示出了buck和buck-boost变换器的具有二极管整流器D的单元10，并且图1b示出了具有二极管整流器D的boost变换器的单元12。

通过在三个基本dc-dc变换器中用SR替换整流器二极管D，就得到如图1c所示的共同的单元14，其中C_j1和C_j2表示MOSFET的结电容。对于buck和buck-boost变换器，MOSFET S₁充当有源开关并且MOSFET S₂充当SR开关；而在boost变换器中，S₁充当SR开关并且S₂充当有源开关。

对于具有SR的常规dc-dc变换器中的开关换流，有源开关以硬开关方式工作，而SR开关以ZVS开通。图2示出了根据本公开的buck变换器，其具有虚线16内所示的表示为电流注入单元的ART单元。

首先，考虑没有电流注入单元16的buck变换器的操作。在开关S₁关断时，电感电流给结电容C_j1充电并给结电容C_jSR放电直到C_jSR两端的电压接近零。结果，体二极管D_bSR传导电流，然后SR以ZVS开通并且电感电流续流流过SR。在SR关断并迫使电感电流从SR转移到体二极管D_bSR时，续流模式结束。然后，由于结电容C_j1通过S₁放电，开关S₁开通。由于SR体二极管D_bSR的反向恢复电流，有源开关S₁承受开通损耗，并且体二极管承受硬关断损耗。简而言之，在图2的不具有电流注入单元16的buck变换器中，有源开关S₁在不期望的硬开通情形下工作，SR以ZVS开通方式工作，并且体二极管的反向恢复导致不期望有的开关损耗和EMI问题。由于D_bSR的反向恢复特性随着MOSFET的额定电压的增加而变得更严重，所以在本公开前的SR的使用已经被局限于低电压整流应用。

从上述buck变换器的开关操作中，可以注意到，SR的开通和开关S₁的关断是所期望的，并且由于SR的体二极管D_bSR的反向恢复，SR的关断和开关S₁的开通是不期望的。所期望的开关操作是，所有开关的体二极管在开通之前传导，并且所有开关通过电感负载而不是电容负载来关断。换言之，为了避免体二极管的硬关断，电流换流顺序应该是从开关到体二极管而不是从体二极管到开关。

如图2中所显示，电流注入单元16与SR并联布置以使buck变换器能够实现所期望的开关换流顺序。图3中示出了相关的关键波形并且假定开关是理想的并且电感电流是恒定的。开关Sa在位置“1”被开“通”以在变换器中注入电流I_r+I_o。单元16确保SR以电感负载关断并且在关断间隔期间不涉及体二极管D_bSR。在续流模式期间，在t＜t₁时，SR传送续流电流i_SR(t)＝I_o。在t＝t₁时，单元16被激活并且电流被注入到节点M中，其中等式i_SR+i_j＝I_o被满足，迫使SR电流以i_SR(t₁)＝-I_r反向。在t＝t₂时，SR关断并且电流I_r给结电容C_jSR充电并给C_j1放电，并且最终体二极管D_b1传送电流I_r。在t＝t₃时，开关S₁以ZVS开通。在t₁＜t＜t₃时，SR体二极管不传导；因此，消除了与体二极管反向恢复相关的损耗。另外，由于电流注入单元16，有源开关S₁实现了ZVS。因此，SR和有源开关S₁都在ZVS条件下工作，并且变换器在期望的条件下工作。

图4示出了根据本公开的电路，并由形成ART单元18的LC槽路(L_r和C_r)和有源开关S组成。假定谐振电容C_r预充电到2V_PN并且SR处于开通以传送续流电流I_o。通过有源开关S的开通，电容C_r开始通过开关SR给谐振电感L_r充电。忽略任何功率损耗，谐振电感L_r中的电流由下式给出：

$>>>i>Lr>>>(>t>)>>=>>>>2>V>>PN>>>>L>r>>>\omega >o>>>>sin>>(>>\omega >o>>t>)>>,>>(>0>\le >t>\le >>\pi >>>2>\omega >>o>>>)>>->->->>(>1>)>>>s>$

谐振电容电压由下式给出：

$>>>v>cr>>>(>t>)>>=>>>2>V>>PN>>cos>>(>>\omega >o>>t>)>>,>>(>0>\le >t>\le >>\pi >>>2>\omega >>o>>>)>>->->->>(>2>)>>>s>$

其中 $>>>\omega >o>>=>>1>>>L>r>>>C>r>>>>,>>s>谐振在谐振电容电压达到零(V$_Cr＝0)，并且谐振电流达到最大值的情况下结束，该最大值为：

$>>>I>j>>=>>I>>>L>r>>max>>>=>>>>2>V>>PN>>>Z>0>>>->->->>(>3>)>>>s>$

其中电路特征阻抗Z₀被定义为：

$>>>Z>0>>=>>>>L>r>>>C>r>>>>->->->>(>4>)>>>s>$

在这以后，谐振电感电流续流流过ART单元18中的二极管D。如果注入的电流大于输出电流，I_j＞I_o，则SR电流在谐振电感的续流持续时间期间反向，I_SR＝I_o-I_j。当SR关断时，附加的电感能量被用于给结电容C_jSR充电并给C_j1放电。如果下面的等式被满足：

$>>>1>2>>>L>r>{{}^{}}^{}$

开关S₁的体二极管传导并且开关S₁以ZVS开通。当开关S₁开通时，节点M被连接到电压源，电感电流减小至零并变成负值，然后谐振电感C_r开始以谐振方式充电。在电容器充电时段期间，单元18的开关S以ZVS关断。当电感电流返回到零并且电容电压达到2V_PN时，谐振结束。应注意，单元18的开关S仅在从SR到S1的电流换流间隔期间被激活。还应注意，开关S可以是P通道MOSFET或N通道MOSFET。

ART单元被应用于普通的非隔离型dc-dc拓扑，如图5a-f中那样。考虑上面讨论的问题，每个公开的变换器都基于给谐振电容充电并在开关转换时段期间通过激活辅助开关来抽出其能量以消除SR体二极管的反向恢复并实现ZVS的一般概念。如本领域的技术人员可以理解的那样，与此处示出的拓扑不同的其它拓扑也可被使用并仍然符合本公开。

图5a是根据本公开的具有ART单元20的buck变换器。图5b是根据本公开的具有ART单元22的boost变换器。图5c是根据本公开的具有ART单元24的buck-boost变换器。图5d是根据本公开的具有ART单元26的sepic变换器。图5e是根据本公开的具有ART单元28的zeta变换器。图5f是根据本公开的具有ART单元30的cuk变换器。

通过理解该概念，本领域的技术人员将能理解，本公开可应用于隔离型dc-dc拓扑，诸如正激、回扫、半桥、全桥、推挽和其它dc-dc变换器。

图6示出了具有ART单元34和同步整流的buck变换器32。图6示出的dc-dc变换器32包括电感L，连接到电感的同步整流器SR，以及连接到电感和SR的有源开关S₁。有源谐振槽路(ART)单元34被并联连接到SR，使得ART单元34的谐振电容C_r被充电，以便在开关S₁的转换时段期间，通过激活ART单元34而从谐振电容中抽出能量以消除反向恢复开关损耗并实现零电压开关(ZVS)。图7示出了变换器32的相应的关键波形。ART单元34包括谐振元件电感L_r、电容C_r和有源开关S。S优选地是P通道MOSFET以简化驱动。ART单元34中的二极管D用于在电容C_r中的能量被转移至L_r时的谐振电感电流的续流。开关SP通道MOSFET需要负的门极驱动电压。

假定除非指示出来，否则所有开关和二极管都是理想的。假定输出滤波器电感L充分地大，并假定电感电流恒定且等于负载电流。共同的工作模式如下所述。

第一模式对应于t₀＜t＜t₁。谐振电容C_r被预充电有v_Cr(t₀)＝2Vin，并且滤波器电感L的续流流过SR。该模式在t＝t₀以开关S的开通而开始，其中电感电流i_Lr(t₀)＝0。C_r以谐振方式给L_r充电，并且相关的电压和电流由下式给出：

$>>>i>Lr>>>(>t>)>>=>>>2>Vin>>>>L>r>>>\omega >o>>>>sin>>(>>\omega >o>>t>)>>,>>(>0>\le >t>\le >>\pi >>>2>\omega >>o>>>)>>->->->>(>6>)>>>s>$

$>>>v>cr>>>(>t>)>>=>2>Vin\; >cos>>(>>\omega >o>>t>)>>,>>(>0>\le >t>\le >>\pi >>>2>\omega >>o>>>)>>->->->>(>7>)>>>s>$

其中 $>>>\omega >o>>=>>1>>>L>r>>>C>r>>>>,>>s>该模式在$ >>t>=>>t>1>>=>>\pi >>>2>\omega >>o>>>>s>时在电容电压放电至零并且谐振电流达到最大值的情况下结束，该最大值为：$$

$>>>i>>L>r>>>>(>>t>1>>)>>=>>>2>Vin>>>>\omega >0>>>L>r>>>>->->->>(>8>)>>>s>$

第二模式对应于t₁＜t＜t₂。随着谐振电容C_r的电压达到零，单元34中的二极管D传送电流，并且电感L_r陷入短路回路中。假定电感电流值i_Lr(t₀)＞I_o，则SR电流以(i_Lr(t₁)-I_o)的值反向。在该第二模式期间，电感L的续流流过ART单元34。

第三模式对应于t₂＜t＜t₃。SR在t＝t₂时关断，先前流过SR的电感电流对结电容C_jSR充电并给C_j1放电直到开关S₁的体二极管D_bS1在第四模式中传导。

第四模式对应于t₃＜t＜t₄。在t＝t₃时，电容C_j1被放电至零，并且S₁的体二极管传导电流。在第四模式期间，通过开关S₁的体二极管，谐振电感电流i_Lr朝稳态值I_o复位。

第五模式对应于t₄＜t＜t₅。在t＝t₄时，开关S₁以ZVS开通。谐振电感电流以等式(12)的回转率继续减小。当谐振电感电流减小至输出滤波器电感电流I_o时，开关S₁中的电流反向并变成正值。此后，开关S₁的电流持续增加并且谐振电感电流以与等式(12)中相同的回转率减小。

第六模式对应于t₅＜t＜t₆。当开关S₁的电流增加至滤波器电感电流I_o时，谐振电感电流反向并且变成负值，然后二极管D被阻断并且谐振电感C_r处于谐振。ART单元34以谐振方式被充电，并且谐振电感电流由下式给出：

$>>>i>Lr>>>(>t>)>>=>>>>->V>>in>>>>\omega >o>>>L>r>>>>sin>>\omega >o>>>(>t>->>t>5>>)>>,>>t>5>>\le >t>>>\le >t>>5>>+>>\pi >>\omega >o>>>->->->>(>13>)>>>s>$

谐振电容电压由下式给出：

$>>>v>Cr>>>(>t>)>>=>>V>in>>>(>1>->cos>>\omega >o>>>(>t>->>t>5>>)>>)>>,>>t>5>>\le >t>\le >>t>5>>+>>\pi >>\omega >o>>>->->->>(>14>)>>>s>$

其中 $>>>\omega >o>>=>>1>>>L>r>>>C>r>>>>.>>s>$

第七模式对应于t₆＜t＜t₇。ART单元34的开关S以ZVS关断并且传送的谐振电流转移到体二极管D_bS并且谐振按照第六模式中的等式(13)和(14)所述的那样继续。正弦谐振电流上升到峰值然后朝零减小。当电容电压达到峰值(v_Cr(t₇)＝2V_in)并且电感电流达到零(i_r(t₇)＝0)时，谐振停止。第六和第七模式的总持续时间由ART单元34的参数确定：

$>>\Delta t>=>>t>7>>->>t>5>>=>\pi >>>L>r>>>C>r>>>->->->>(>15>)>>>s>$

第八模式对应于t₇＜t＜t₈。在t₇之后，ART单元34不活动并且不影响变换器。在该模式下，输出滤波器被充电并且输入功率被传递给输出端。

第九模式对应于t₈＜t＜t₉。在t＝t₈时，开关S₁关断，滤波器电感给结电容C_j1充电并给C_jSR放电。

第十模式对应于t₉＜t＜t₁₀。当结电容电压达到零时，SR体二极管传导输出电感电流，这为SR提供ZVS开通条件。

第十一模式对应于t₁₀＜t＜t₀+T。在体二极管传导间隔期间，SR以ZVS开通，并且变换器进入到电感续流模式。通过开关S的开通，变换器返回到第一模式。

在隔离型dc-dc变换器中，ART单元可以以类似于上面关于非隔离型变换器描述的方式，与SR并联连接。在本公开的另一方面中，ART单元可以位于变换器初级侧，与变压器初级绕组并联，如图8a-d所示。对于降压dc-dc变换器，这种连接是有利的，因为初级侧电流应力小于次级侧。对于单端dc-dc变换器，仅需要ART单元36，如图8a和8b所示。图8b示出了与正激型整流器一起使用的ART单元37。

对于双端变换器，可能需要两个ART单元38和40，如图8c和8d所示。在图8d中，变换器被示出具有倍流整流器。图8d示出了具有中心抽头整流器的变换器中的ART单元41和42。

在图8a中，有源谐振槽路单元36被并联连接到变压器初级侧，使得有源谐振槽路单元36的谐振电容C_r通过有源开关被充电并通过同步整流器被放电。在开关转换时段期间，通过激活ART单元36从谐振电容中抽出能量，来消除反向恢复开关损耗并实现零电压开关。图8b-d以类似于图8a的方式工作，并包括第一和第二同步整流器SR₁和SR₂。图8b、c和d示出了包括具有初级绕组和次级绕组的变压器的dc-dc变换器。至少一个同步整流器，或者取决于应用，两个同步整流器SR₁和SR₂，被连接到次级绕组。本说明书中提到的所有dc-dc变换器包括初级侧电路、隔离型变压器和次级同步整流器。ART单元与变压器初级绕组相连接以消除体二极管传导损耗和次级同步整流器的反向恢复。另外，连接到初级侧电路的ART单元允许实现ZVS。

ART单元可如图9a和9b所示被连接，其中图9a和9b是图8c和8d的简化电路。图9a示出了两个ART单元44和46，并且图9b示出了经由单个电感L_r连接到耦合绕组的两个ART单元48和50。这些简化电路从图8c和8d中除去了一个电感，并按照上面关于图8c和8d所述的那样工作。

图10a-d中的每个示出了与附加绕组并联连接的ART单元。图10a示出了与附加绕组并联连接的ART单元52，并且附加有初级侧电路，如图所示。图10a是具有回扫整流器的dc-dc变换器，与图8a类似。

图10b包括与附加绕组并联的ART单元54，并具有初级侧电路，如图所示。图10b是具有正激型整流器的dc-dc变换器，与图8b类似。

图10c示出了与附加绕组并联的简化的ART单元56和58。图10c是具有倍流整流器的dc-dc变换器，与图9a类似。

图10d包括与附加绕组并联的简化的ART单元60和62，如图所示。图10d是具有中心抽头整流器的dc-dc变换器，与图9b类似。

图10a-d中的能量交换是经由初级绕组、次级绕组和附加绕组之间的磁耦合进行的。如前所述，图10a-d中的谐振电感可以是外部电感、泄漏电感或这二者的组合。

图11a和11b示出了与附加绕组并联连接的多个ART单元。图11a示出了与经由变压器耦合至初级侧电路的附加绕组并联的ART单元64和66。图11a是具有倍流整流器的dc-dc变换器，与图8c类似。

图11b包括与经由变压器耦合至初级侧电路的附加绕组并联的ART单元68和70，如图所示。图11b是具有中心抽头整流器的dc-dc变换器，与图8d类似。

如图11a和11b所示，两个ART单元可与两个附加绕组并联连接。在图11a和11b的实例中，可将两个N通道MOSFET用作具有接地源极的辅助开关以便更易于驱动。同样应该注意，图11a和11b的ART单元中的谐振电感可以是外部电感、泄漏电感或这二者的组合。

原型的boost变换器被构建以测试所公开的拓扑。原型的规格包括V_in＝48V、V_o＝32V和I_o＝0-4A。输出滤波器电感L＝44uH，S₁和SR被选为Si7454DP MOSFET，并且S是Si7439DP P通道MOSFET。L_r＝1.5uH，C_r＝2nF，并且开关频率为300kHz。与没有ART单元的常规buck变换器相比，根据本公开的具有ART单元的buck变换器显示出变换效率的提高。

本公开的描述仅是示例性的，并且本领域的技术人员将理解的是，不同于以上描述的变更也会落在本公开的范围内。例如，图12以附图标记72表示ART单元的可选实施例。ART单元72与上述ART单元的不同在于，二极管D与LC槽路的电容C_r和有源开关S并联连接；而上述ART单元包括与LC槽路的电容C_r并联连接的二极管D。这样的差别导致ART单元72具有比上述ART单元更低的自由续流传导损耗。另外，ART单元72允许开关S关断而不管谐振电感电流的极性如何。这与设计成仅在谐振电感电流变为负值时关断S的上述ART单元形成了对比。上述ART单元中仅在谐振电感电流变为负值时关断S，防止了开关S上的过电压应力；这不是ART单元72所关注的。与上述ART单元相比，ART单元72还具有稍小的寄生振铃振荡。ART单元72可替换上述任何应用中的任何ART单元。