用于光差分相移键控信号的解调的方法和装置

摘要

用于利用绝热光延迟干涉计对具有符号速率SR的光差分相移键控(DPSK)信号的一个或多个信道进行解调的方法和装置，其中绝热光延迟干涉计具有50GHz/2N的自由频谱范围(FSR)，并且(0.8×SR)＜FSR＜(1.3×SR)，其中N＝0，1，2...。

说明书

技术领域

本发明一般地涉及光通信领域，尤其涉及用于对差分相移键控光信号进行解调的装置和方法。

背景技术

光差分相移键控(DPSK)是提供高接收机灵敏度、对高速传输中的主要非线性作用的高容忍性以及对相干串扰的高容忍性的有前途的调制格式。光DPSK调制包括差分二进制相移键控(DBPSK)、差分四相相移键控(DQPSK)以及其他相关格式变体。

在光DPSK传输中，数据信息是由相邻比特之间的光相位携带的。对于通过常规强度检测器对光DPSK信号进行的直接检测，需要用于将相位编码的信号转移成强度编码的信号的解调器。这种解调器通常是延迟干涉计。干涉计的自由频谱范围(FSR)是延迟的倒数。在1比特光延迟干扰计(O-1bit-DI)中，FSR等于SR，其中SR是要解调的DPSK信号的符号速率。

OC-768DBPSK信号的SR通常是40GHz(或者当7％的开销被用于前向误差校正时是42.7GHz)，OC-768DQPSK信号的SR通常是20GHz(或21.3GHz)。在遵循ITU-T建议G.692的波分复用(WDM)系统中，ITU栅格上的两个WDM信道之间的最小频率信道间隔是50GHz，这不等于如上所述的通常用于对OC-768DBPSK信号进行解码的O-1bit-DI的FSR。从而，在没有重调整(即调节)O-1bit-DI的通频带中心频率的情况下，O-1bit-DI不能被用于对ITU栅格上的信道中的任何一个进行解调。中心频率重调整要求精密的监视和反馈控制，这增大了DPSK解调的复杂度和成本。

常规O-1bit-DI通常是基于全光纤设置或平面光波电路(PLC)设计的。这些设计本质上是对温度敏感的，这是因为用于构造这些干涉计(即光程)的材料的折射指数是依赖于温度的。从而，在ODI的光程中传播的信号的由温度引起的光相位变化是不同的，其中为了获得1比特延迟ODI的光程的长度是不同的。因此，需要对ODI的两个光程之间的相位差进行精确控制。为了精确控制光程之间的相位差，需要对ODI进行精确温度控制和稳定，这大大增加了ODI的成本和复杂度。

发明内容

本发明提供了用于对光DPSK信号进行解调的装置和方法。本发明的一方面内容涉及意识到用于对光DPSK信号进行解调的ODI的FSR不一定等于DPSK信号的SR，而仍提供可接受的解调性能。具体而言，FSR和SR可以相差约±25％，而不导致重大解调损失。从而，例如，ODI的FSR可被设置为50/2^N GHz(其中N＝0，1，2…)以允许在不对ODI进行任何重调整的情况下对具有50GHz的倍数的频率间隔的不同WDM信道进行解调。

本发明的一个实施例的另一方面内容涉及认识到具有大于要解调的信号的SR的FSR的ODI对于频率漂移(由于信号激光频率漂移和/或ODI通频带失准引起)具有更高的容忍性。

本发明的另一方面内容涉及意识到在现实世界的系统中希望使ODI“不可调节”，以便不需要监视和反馈控制，并且可降低系统的复杂度和成本。不可调节的ODI例如可用基于自由空间光学的设计来实现。

还意识到虽然不可调节的ODI提供简单性和成本效率，但是它们的通频带无法被调节或调整，从而将其使用限制到了对信道的预定群组进行解调。本发明的一个实施例提供了一种不可调节的ODI，其适合于产生ODI的光程之间的相位差，该相位差在193.100THz下是π的倍数，精确度为±π/6以内(193.100THz是ITU采用的频率栅格的参考频率)。这允许了ODI对于所有ITU栅格信道都起作用。(这里所使用的这种具有50GHz的FSR并且其通频带被锁定到ITU栅格上的ODI被称为“50-GHz-ODI”)。

另外，根据本发明的ODI可同时对多个DPSK WDM信道进行解调。另外，它还可用于对中心频率被动态调节到不同ITU信道的DPSK信号进行解调。

在本发明另一个实施例中，ODI是基本上独立于温度的绝热设计，因此不需要温度控制和稳定化。绝热设计例如可基于自由空间光Michelson干涉计，这种干涉计的两个光程处于自由空间中或者在具有极低热膨胀系数的材料中。从效果上而言，自由空间光学的使用允许了利用具有比SIO₂低得多的热膨胀系数的材料(就像基于光纤和PLC的设备中那样)。

利用根据本发明的实施例的ODI的可能的优点还包括明确确定来自ODI的数据和反相数据输出，而无需进行精密监视和反馈控制以锁定到信道频率上的能力，以及与动态波长调节的信号传输的兼容性。此外，根据本发明的实施例的ODI可用于这样的系统中：在这种系统中，通过利用交错器在现有ITU栅格信道之间引入附加信道，从而以直接简明的方式增大了信道数目。

附图说明

当结合附图进行阅读时，将更好地理解上述发明内容以及以下对本发明的优选实施例的详细描述。为了示出本发明，在附图中示出了目前优选的实施例。但是，应当理解本发明不限于所示出的精确配置和手段。

在附图中：

图1是示出根据本发明的实施例的用于ODI的装置的图；

图2是示出根据本发明的实施例在ODI的建设性端口处的传输系数的图；

图3A-B分别是由O-1bit-DI和根据本发明的ODI解调后42.7-Gb/s NRZ-DBPSK信号的眼图；

图4A-B分别是由O-1bit-DI和根据本发明的ODI解调后的42.7-Gb/s RZ-DBPSK信号(具有67％的占空比)的眼图；

图5A-B分别是由O-1bit-DI和根据本发明的ODI对NRZ-DBPSK进行解调后获得的42.7-Gb/s双二进制信号的眼图；

图6是示出根据本发明的实施例具有用于同时将多个DBPSK信号转换为双二进制光信号的ODI的光添加/丢弃复用器(OADM)的图；

图7是示出根据本发明的实施例具有用于同时将多个DBPSK信号转换为双二进制光信号的ODI的OADM的图；

图8是示出根据本发明的实施例具有用于通过平衡检测同时接收多个DBPSK的ODI的OADM的图。

具体实施方式

根据本发明的一个优选实施例的ODI 100在图1中示出。ODI 100的自由频谱范围(FSR)为：

$>>FSR>=>>1>\Delta t>>.>$>

例如，FSR＝50GHz(例如50-GHz-ODI)要求延迟(Δt)＝20ps。意识到，用于对光DPSK信号进行解调的ODI的FSR不一定等于DPSK信号的SR，却仍然提供可接受的解调性能。FSR和SR可以相差约±25％，而不导致重大解调损失。从而，根据本发明的ODI的FSR优选地在约0.8SR与1.3SR之间，或者：

(0.8×SR)＜FSR＜(1.3×SR)。

为了正确地对准ODI的传输系数频谱，延迟Δt应当满足：

ω₀Δt＝Mπ，

其中，例如，ω₀＝2π×193.100THz(193.100THz是ITU网络的参考频率)，M是一个大整数(例如对于Δt＝20ps延迟，M约为7724。当允许Δt变化约1×10^-3时，M可变化(例如+/-8)。

ODI 100优选地具有一个输入端口130和两个输出端口140、150(输出1、输出2)，这两个输出端口通常被称为构造性端口和破坏性端口。如果DBPSK信号被输入到ODI 100中，则来自构造性端口的输出信号是具有双二进制格式的光信号，而来自破坏性端口的输出信号是具有交替标记反转(AMI)格式的信号。

优选地，ODI 100是绝热的，并且是基于自由空间光设计的(如图1所示)，以便其通带不随着温度漂移，从而不需要任何温度稳定化。

为了将对于DBPSK信号传输的由频率偏移引起的解调损失限制为小于1dB，频率偏移(即光信号的中心频率以及相应的ODI传输系数峰值位置之间的频率差)优选地约在比特率的±5％之内(例如对于40Gbs信号是±2GHz)。注意到，当对40-Gbs的DBPSK信号进行解调时，根据本发明的ODI就对频率偏移的容忍性而言性能优于O-1bit-DI，这是因为差分长度(differential length)短于O-1bit-DI的差分长度。从而，将ODI的FSR设置为大于SR以实现对频率漂移(由于信号激光频率漂移和/或ODI通频带失准引起)的高容忍性是有益的。优选地，FSR在约1.1SR与约1.3SR之间，或者：

(1.1×SR)＜FSR＜(1.3×SR)。

例如，对于SR＝42.7Gb/s以及FSR＝50GHz(Δt＝20ps)，我们有FSR＝1.17SR。在此情况下，将最大可容忍频率偏移设置成约为±4GHz(对于约2dB的损失)。于是ODI的两个路径的相位差的相应最大偏移是2π×4GHz×20ps≈π/6。

还注意到，温度变化也可能产生附加频率偏移。电信设备的典型操作温度范围是从0到70℃。从而，根据本发明的ODI的温度相关频率漂移优选地少于约0.05GHz/℃，这可能用上述绝热设计来实现。

图2示出了本发明的一个实施例的ODI(例如ODI 100)的构造性端口处的传输曲线(即传输系数vs.频率)。可从图像中理解到，对于此ODI(50-GHz-ODI)，传输系数峰值被锁定在50GHz ITU网络(即间隔开50GHz，其中每个峰值位于与参考频率193.100THz相距50GHz的倍数的频率处)上。本领域的技术人员可以意识到这种ODI可用于对ITU网络上的任何信道进行解调。

进行仿真以对利用现有技术的O-1bit-DI和根据本发明的50-GHz-ODI对42.7-Gb/s NRZ-DBPSK信号传输进行比较。图3A-B分别是由O-1bit-DI和50-GHz-ODI进行解调然后被平衡检测的42.7-Gb/s NRZ-DBPSK信号的眼图。可从图3A-B理解到，利用50-GHz-ODI(具有1比特时段的不精确延时)的NRZ-DBPSK信号传输的眼闭(eye closure)损失是可忽略的。

图4A-B分别是由O-1bit-DI和根据本发明的50-GHz-ODI进行解调然后被平衡检测的42.7-Gb/s RZ-DBPSK信号(具有67％的占空比)的眼图。正如上述模拟中那样，可从图4A-B理解到利用50-GHz-ODI的RZ-DBPSK信号传输的眼闭损失是可忽略的。

图5A-B分别是由O-1bit-DI和根据本发明的50-GHz-ODI对NRZ-DBPSK进行解调后获得的42.7-Gb/s双二进制信号的眼图。正如上述模拟中那样，50-GHz-ODI的眼闭损失是可忽略的。此外，注意到利用50-GHz-ODI生成的双二进制信号与用O-1bit-DI生成的相比具有改进的色散容限。

根据本发明的ODI也可被有益地用来对来自发射机或去往接收机的WDM信号的多个信道进行解调。正如可从示出WDM传输系统601的典型OADM 600的图6理解到的，ODI 610、620可用于将DBPSK信号630的多个WDM信道同时转换成双二进制光信号640以用于传输。当ODI(610、620)被来自发射机的一组DBPSK信道630共享时，双二进制光信号640经由传输系统601被传输，并且用于开关键控(OOK)的常规接收机可用于信号检测。

在图7所示的本发明的另一个实施例中，ODI 710、720被用于将经由传输链路760传输的DBPSK信号740的多个WDM信道转换成双二进制信号730，以供接收/常规OOK检测。

在图8所示的本发明的另一个实施例中，ODI 810、820被用于将经由传输链路860传输的DBPSK信号840的多个WDM信道转换成双二进制和AMI信号830，以供接收/平衡OOK检测。两个多路分解器825被偶合到每个ODI 810、820以生成用于每个WDM信道的两个互补信号。互补信号可被对准并且被平衡接收机850接收(从而实现DBPSK优于OOK的3-dB接收机灵敏度优势)。

为了确保根据本发明的ODI在WDM系统的整个波长频带上的频率偏移小于4GHz，FSR优选地被精确控制。常用的C-频带覆盖从191.000THz到195.950THz的频率范围。假设在193.100THz频率偏移严格为零，并且在边缘频率195.950THz处它为±4GHz，则发现FSR的最大相对误差应当约为：

$>>|>>\Delta FSR>FSR>>|>=>>0.004>>195.950>->193.100>>>\approx >1.4>\times >>10>>->3>>>.>$>

这意味着需要以约28fs内的精确度控制时间延迟Δt。

为了使上述分析一般化，如果FSR被选择为50/2^N GHz(其中N＝0，1，2…)，并且如果最大频率偏移是FSR的8％，则FSR最大相对误差应当约为：

$>>|>>\Delta FSR>FSR>>|>=>>>0.004>/>>2>N>>>>195.950>->193.100>>>\approx >>1.4>>2>N>>>>>\times >10>>>->3>>>.>$>

虽然已经参考示例性实施例描述了本发明，但是不应当从限制意义上来解释这些描述。对于本发明所属领域的技术人员的显而易见的对所描述的实施例以及本发明的其他实施例的各种修改被视为位于所附权利要求书所表达的本发明的原理和范围之内。