数字调制装置及数字调制方法

摘要

提供一种能够生成在再生时被正确地进行二值化分割那样的调制码的数字调制装置。因此，在数字调制装置(10A)中，DSV变化量计算器(15)，对由调制码生成器(11)生成的候补调制码(CODEa、CODEb)计算出DSV的变化量(ΔDSVa、ΔDSVb)。调制码判定器(13)，比较变化量(ΔDSVa、ΔDSVb)，进行应将与其绝对值较小的一边相对应的候补调制码选为调制码(CODE)的判定。并且，调制码选择器(14)从候补调制码(CODEa、CODEb)中选择调制码判定器(13)所判定的候补调制码，将该选择的代码作为源数据(DATA)的调制码(CODE)输出。

说明书

技术领域

本发明涉及一种数字调制技术，特别涉及属于适于信息记录装置、和通讯装置(特别是送信装置)等的数字调制技术，其中，上述信息记录装置将源数据变换成扫描宽度(run-length)被限制的调制码，向记录媒介进行数据写入，上述通讯装置将该调制码用作流向传送通道的信号。

背景技术

当向记录媒介记录数据时，在有必要将RLL(Run Length Limited)等DC成分抑制的数字调制中，为了调制后的信号能够稳定再生，必须要抑制信号的DC成分。图17示出了能够记录信号的光磁盘装置、和特别是作为进行光通讯的通讯装置等以往的数字调制装置的一个结构。以往的数字调制装置10，包括：输入源数据DATA，生成调制码CODEa及CODEb的调制码生成器11；分别输入调制码CODEa及CODEb，分别计算出DSVa及DSVb的两个DSV计算器12；对DSVa及DSVb进行大小比较，判定应选择的调制码的调制码判定器13；以及根据调制码判定器13的判定结果，选择代码CODEa及CODEb的任意一方，作为调制码CODE输出的调制码选择器14。象这样，在以往的数字调制装置10中，使二值化信号的DSV(Digital Sum Value)为DC成分的指标，从多个调制码中选择最适当的调制码，使DSV的绝对值总为最小。

DSV是为了保持流入传送通道的NRZI(Non Return to Zero Invert)形式的调制信号“0”和“1”的数量平衡而导入的指标，是对构成NRZI形式的调制信号的各通道比特，若调制信号为“0”则累加“-1”，若调制信号为“1”则累加“+1”而获得的数值。也就是说，若DSV为“0”，则表示构成从调制开始时刻到现在为止的NRZI形式的调制信号的通道比特的“0”和“1”的数量相等。因此，通过进行使DSV值接近于“0”的代码选择控制(也称为DC控制)，能够将调制信号的DC成分抑制得较低(例如，参照专利文献1)。

并且，还有在代码之间夹着结合比特生成调制数据列的方法(例如，参照非专利文献1)。若认为此时调制码由(14比特的)代码部和(3比特的)结合比特部构成，则也可以说是通过将上述DSV用作指标的DC控制方法的数字调制方式。

(专利文献1)日本特开平9-162744号公报(第5-9项、第1-2图)

(非专利文献1)中岛平太郎·小川博司共著、「图解小型台式课本」、改定两版、欧姆社、平成5年12月、p.125-131

通过上述数字调制装置10被数字调制的信号，如下述那样再生。图18示出了再生被数字调制的信号的CD电唱机、DVD电唱机等信号再生装置的解调部分的一个结构。首先，使通过传送通道的通道信号CODE穿过低通补偿滤波器21，来抽出通道信号CODE的DC成分DCref。这里，通道信号CODE，是由上述数字调制装置10生成的调制码CODE。其次，通过二值化器22，通道信号CODE以自身的DC成分DCref为阈值(也称为限幅电平(slice level))被二值化分割(slice)，输出NRZI形式的调制二值化数据DT0。然后，利用解调器23将调制二值化数据DT0解调，再生为原来的源数据的数据DT1。

在包括上述结构的解调部的信号再生装置中，为了尽量实现正确的解调，恰当地保持二值化限幅电平变得极其重要。为此，必须要稳定地抽出通道信号CODE的DC成分。但是，在进行使DSV值无条件地接近于“0”的代码选择控制的以往方法中，在某种特定条件下，恐怕不能稳定地抽出通道信号CODE的DC成分。例如，作为此特定条件，能够列举出由于源数据的输入模式，没有将DC控制充分进行等，在DC成分没有被充分抑制的状态下重新开始DC控制的情况。

在上述特定条件下，以往的数字调制装置，不断地进行正方或者负方这样的单方调制码的选择，来对每个能够DC控制的调制码使DSV接近于“0”。其结果，如图19所示，从局部来看，NRZI形式的调制信号的“0”和“1”的平衡崩溃了。此时，恐怕在信号解调时，调制信号的DC成分发生变动，不能正确地进行二值化分割。并且，在不能正确地进行二值化分割时，其成为再生时信号再生不稳定性增大，引起再生错误的要因。

发明内容

如上所鉴，本发明的目的在于：就输入源数据，将其变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制装置及方法，生成在再生时被正确地进行二值化分割那样的调制码。

为了解决上述课题，本发明所采取的手段是，作为将所输入的源数据变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制装置，其包括：调制码生成器，对上述源数据，生成成为上述调制码的候补的多个候补调制码；DSV变化计算器，对由上述调制码生成器生成的多个候补调制码的每一个，计算出当将该候补调制码选为上述调制码时的调制码系列的DSV的变化幅度；调制码判定器，相互比较由上述DSV变化计算器所算出的DSV的变化幅度，进行应该使由上述调制码生成器所生成的多个候补调制码中的、DSV的变化幅度相对较小的候补调制码为上述调制码的判定；以及调制码选择器，从由上述调制码生成器生成的多个候补调制码中选择符合上述调制码判定器的判定结果的候补调制码，将此所选择的候补调制码作为上述调制码输出。

因此，对于源数据，选择有可能生成的调制码(候补调制码)中的、使DSV的变化幅度更小的，将其输出。由于象这样进行使DSV的变化幅度变得较小的DC控制，因此在所生成的调制码的系列中，没有DSV的变化只减少或者只增加的现象，能够获得保持了“0”和“1”的平衡的调制码。也就是说，能够稳定地抽出DC成分，能够生成可正确地进行二值化分割那样的调制码。

最好上述DSV的变化幅度的计算对象范围，为由上述调制码生成器所生成的、最接近规定个数的候补调制码构成的代码系列；上述规定个数，是根据将上述调制码再生的信号再生装置的特性决定的。

并且，最好上述DSV的变化幅度的计算对象范围，为由上述调制码生成器所生成的、最接近规定个数的候补调制码构成的代码系列；上述规定个数，是根据将上述调制码再生的信号再生装置中的决定二值化限幅电平用的低通滤波电路的特性决定的。

并且，具体地说，上述DSV变化计算器，具有：CDS保持器，对由上述调制码生成器所生成的规定个数的候补调制码构成的代码系列，以该代码系列中的代码为单位，将相当于该代码的DSV的CDS保持起来，以及CDS累加器，累加上述代码系列中的各代码的CDS，保持该累加值。上述CDS累加器将保持的CDS的累加值作为上述DSV的变化幅度输出。

更具体地说，上述CDS保持器，当向上述DSV变化计算器输入了代码时，将此被输入的代码的第1CDS保持起来，同时，将保持着的CDS中的最老的代码的第2CDS输出。并且，上述CDS累加器，把上述第1CDS加在所保持的CDS的累加值上，同时，将减去上述第2CDS所获得的值作为新的CDS的累加值保持起来。

并且，最好上述数字调制装置，包括：DSV计算器，对由上述调制调制码生成器所生成的多个候补调制码的每一个，算出当将该候补调制码选为上述调制码时的调制码系列的DSV。上述调制码判定器，当上述DSV的变化幅度均超过规定阈值时，进行上述判定，而当上述DSV的变化幅度的至少一个小于等于上述规定阈值时，对由上述DSV计算器所算出的DSV中的、对应的上述DSV的变化幅度为小于等于上述规定阈值的DSV进行相互比较，进行应使由上述调制码生成器所生成的多个候补调制码中的该DSV与规定值相对较近的候补调制码为上述调制码的判定。

这样一来，能够在生成调制码的过程中，一边将DSV的变化幅度抑制在规定的阈值内，一边让DSV收敛为规定值。因此，能够一边抑制DSV的急剧变化，一边使DSV接近于理想值。

并且，本发明采取的手段是，作为将所输入的源数据变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制装置，其包括：调制码生成器，对上述源数据，生成成为上述调制码的候补的多个候补调制码；DSV计算器，对由上述调制码生成器生成的多个候补调制码的每一个，计算出当将该候补调制码选为上述调制码时的调制码系列的DSV；DSV重置器，进行由上述DSV计算器所算出的DSV的初始化；调制码判定器，相互比较由上述DSV计算器所算出的DSV，进行应使由上述调制码生成器所生成的多个候补调制码中的DSV相对较小的候补调制码为上述调制码的判定；以及调制码选择器，从由上述调制码生成器所生成的多个候补调制码中选择符合上述调制码判定器的判定结果的候补调制码，将该选择的候补调制码作为上述调制码输出。

这样一来，由于由DSV计算器算出的DSV被恰当地初始化，因此能够防止在调制码生成过程中DSV向正方或负方不正当变大的现象。所以，能够抑制DSV的急剧变化。

最好上述DSV重置器，当由上述DSV计算器计算出的DSV的任意一个大于等于规定的阈值时，进行上述初始化，且用规定的周期，进行上述初始化。

并且，本发明所采取的手段是，作为将所输入的源数据变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制装置，对与上述调制码系列中各比特的逻辑电平对应的值，进行按扫描宽度的加权累加，将加权累加的值作为表示含在该调制码系列中的DC成分的指标使用，选择该指标接近于规定值的上述调制码。

这样一来，由于作为表示含在调制码的系列中的DC成分的指标，不是DSV，而是使用对与上述调制码系列中各比特的逻辑电平对应的值进行按扫描宽度的加权累加的值，因此能够更正确地近似于实际调制码的模拟信号波形。所以，能够实现比以DSV为指标的以往的DC控制更正确的DC控制，能够使调制码再生时的稳定性提高。

最好按照上述扫描宽度的加权，当第1扫描宽度长于第2扫描宽度时，进行使对应于该第1扫描宽度的权重大于等于对应于该第2扫描宽度的权重的加权。具体地说，对应于上述第1及第2扫描宽度的权重，是根据对应于上述调制码系列的模拟信号波形中的与上述第1及第2扫描宽度相当的区间的积分值决定的。

另一方面，为了解决上述课题，本发明采取的手段，作为将所输入的源数据变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制方法，包括：调制码生成步骤，对于上述源数据，生成成为上述调制码的候补的多个候补调制码；DSV变化计算步骤，对在上述调制码生成步骤中生成的多个候补调制码的每一个，计算出当将该候补调制码选为上述调制码时的调制码系列的DSV的变化幅度；以及调制码输出步骤，相互比较在上述DSV变化计算步骤中算出的DSV的变化幅度，将在上述调制码生成步骤中生成的多个候补调制码中的DSV的变化幅度相对较小的候补调制码作为上述调制码输出。

这样一来，能够进行使DSV的变化幅度变小的DC控制，获得保持“0”和“1”的平衡的NRZI形式的调制码。也就是说，能够稳定地抽出DC成分，能够生成可正确地进行二值化分割那样的调制码。

最好上述数字调制方法，包括：DSV计算步骤，对在上述调制码生成步骤中生成的多个候补调制码的每一个，计算出当将该候补调制码选为上述调制码时的调制码系列的DSV。上述调制码输出步骤，当上述DSV的变化幅度的都超过规定的阈值时，进行上述输出，当上述DSV的变化幅度的至少一个小于等于上述规定的阈值时，相互比较在上述DSV计算步骤中算出的DSV中的、相对应的上述DSV的变化幅度为小于等于上述规定的阈值的DSV，且将在上述调制码生成步骤中生成的多个代码中的该DSV相对较小的代码作为上述调制码输出。

并且，本发明采取的手段是，作为将所输入的源数据变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制方法，包括：调制码生成步骤，对于上述源数据，生成成为上述调制码的候补的多个候补调制码；DSV计算步骤，对在上述调制码生成步骤中生成的多个候补调制码的每一个，计算出当将该候补调制码选为上述调制码时的调制码系列的DSV；DSV重置步骤，对在上述DSV计算步骤中计算出的DSV进行初始化；以及代码输出步骤，相互比较在上述DSV计算步骤中算出的DSV，将在上述调制码生成步骤中生成的多个候补调制码中的该DSV相对接近规定值的候补调制码作为上述调制码输出。

这样一来，由于恰当地将由DSV计算步骤计算出的DSV初始化，因此没有在调制码生成过程中DSV向正方或负方不正当变大的现象，能够抑制DSV的急剧变化。

并且，本发明采取的手段是，作为将所输入的源数据变换成扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码的数字调制方法，对与上述调制码系列中各比特的逻辑电平对应的值进行按扫描宽度的加权累加，将加权累加的值作为表示含在该调制码系列中的DC成分的指标使用，选择该指标接近于规定值的上述调制码。

这样一来，由于作为表示含在调制码的系列中的DC成分的指标，不是DSV，而是使用对与调制码系列中各比特的逻辑电平对应的值进行按扫描宽度的加权累加的值，因此能够更正确地近似于实际调制码的模拟信号波形。所以，能够实现比以DSV为指标的以往的DC控制更正确的DC控制，能够生成可更稳定地再生的调制码。

(发明的效果)

如上所述，根据本发明，能够实现从被提供的源数据，生成可在再生时被正确地二值化分割的调制码的数字调制装置及数字调制方法。这样一来，能够在将利用本发明的数字调制装置及数字调制方法生成的调制码解调，且再生的信号再生装置和通讯装置中，降低信号再生时的再生信号的不稳定性，使再生精度提高。

附图的简单说明

图1为本发明的第1实施例所涉及的数字调制装置的结构图。

图2为DSV变化量计算器的内部结构图。

图3为本发明的第1实施例所涉及的数字调制处理的流程图。

图4为示出了本发明的第1实施例所涉及的数字调制处理的具体例子的图。

图5为示出了通过本发明的第1实施例所涉及的数字调制处理的DSV及ΔDSV变化的图表。

图6为本发明的第2实施例所涉及的数字调制装置的结构图。

图7为本发明的第2实施例所涉及的数字调制处理的流程图。

图8为示出了本发明的第2实施例所涉及的数字调制处理的具体例子的图。

图9为本发明的第3实施例所涉及的数字调制装置的结构图。

图10为本发明的第3实施例所涉及的数字调制处理的流程图。

图11为示出了通过本发明的第3实施例所涉及的数字调制处理的DSV变化的图表。

图12为本发明的第3实施例所涉及的其它数字调制处理的流程图。

图13为示出了通过本发明的第3实施例所涉及的其它数字调制处理的DSV的变化的图表。

图14为本发明的第4实施例所涉及的数字调制装置的结构图。

图15为用于说明本发明所涉及的DC成分评价指标的图。

图16为本发明的第4实施例所涉及的数字调制处理的流程图。

图17为以往的数字调制装置的结构图。

图18为将被数字调制的信号再生的信号再生装置的解调部分的结构图。

图19为示出了利用以往的数字调制装置的DSV变化的图表。

(符号的说明)

10A、10B、10C、10D-数字调制装置；11-调制码生成器；12-DSV计算器；13、16-调制码判定器；14-调制码选择器；15-DSV变化量计算器；17-重置判定器；18-DC成分评价指标计算器；151、155-寄存器；152-移位寄存器；153-减法器；154-加法器；DATA-源数据；CODEa、CODEb-候补调制码；ΔDSVa、ΔDSVb-DSV的变化量；DSVa、DSVb-DSV；DCa、DCb-DC成分评价指标；CODE-调制码。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施例加以说明。

(第1实施例)

图1示出了本发明的第1实施例所涉及的数字调制装置的结构。本实施例的数字调制装置10A，包括：作为调制码生成器的调制码生成器11、作为调制码判定器的调制码判定器13、作为调制码选择器的调制码选择器14、以及作为DSV变化计算器的两个DSV变化量计算器15。输入源数据DATA，输出扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码CODE。

调制码生成器11，输入源数据DATA，生成成为数字调制装置10A输出的调制码CODE的候补的候补调制码CODEa及CODEb。另外，也有对于某特定的源数据的输入模式，对应的调制码仅存在一个的情况，当为这种情况时，使那个调制码既适于候补调制码CODEa，也适于CODEb。

DSV变化量计算器15，输入由调制码生成器11生成的候补调制码CODEa及CODEb的每一个，将变化量ΔDSVa及ΔDSVb作为调制码系列的DSV变化幅度分别输出。图2示出了DSV变化量计算器15的内部结构。DSV变化量计算器15，包括：由n个(n为大于等于2的自然数)寄存器151构成的作为CDS(Code Digital Sum)保持器的移位寄存器152；和作为CDS累加器的减法器153、加法器154及寄存器155。另外，CDS是表示一个NRZI形式调制码的DSV的值。

DSV变化量计算器15的动作如下。首先，每当向DSV变化量计算器15输入CDS时，就将该CDS输入到移位寄存器152(移位进(shift in))，同时，输入到减法器153的被减数值那边(正方)。并且，向减法器153的减数值那边(负方)提供移位寄存器152的输出(移位出(shift out))。CDS为从调制码生成器11输出的候补调制码CODEa及CODEb的每一个的CDS。减法器153，计算出「现在的CDS-n个前的调制码的CDS」，将计算结果提供给加法器154的一个输入端。向加法器154的另一个输入端，提供保持加法器154的输出的寄存器155的输出。因此，利用加法器154及寄存器155将「现在的CDS-n个前的调制码的CDS」累加。并且，将该累加值作为ΔDSV输出。

在DSV变化量计算器15的动作开始时刻，寄存器151保持的值都被重置为“0”。开始CDS的输入，对于第1～第n个CDS的输入，从移位寄存器152输出“0”，结果在寄存器155中收纳「第1～第n个CDS」的累加值。然后，在输入第n+1个CDS后，从移位寄存器152输出第1个CDS，减法器153计算出「第n+1个CDS-第1个CDS」。并且，利用加法器154及寄存器155将减法器153的计算结果加在到那里为止的CDS累加值上。也就是说，计算「第1～第n个CDS累加值+第n+1个CDS-第1个CDS」，收纳在寄存器155中的值成为「第2～n+1个CDS累加值」。对于第n+2个以后的CDS的输入也同样进行上述运算。如上所述，DSV变化量计算器15，将含有所给予的现在调制码的最近的n个调制码系列的DSV的变化量输出。

另一方面，返回到图1，调制码判定器13，对从DSV变化量计算器15输出的变化量ΔDSVa及ΔDSVb进行大小比较，进行有关应使候补调制码CODEa及CODEb中的任意一个为调制码CODE的判定。由于该大小比较是具有比较DSV变化幅度的性质的比较，因此必须要将DSV变化量变换成正值进行。向正值的变换，例如，能够使用绝对值和平方值等。另外，在本实施例中，使用绝对值。并且，调制码判定器13，进行应使候补调制码CODEa及CODEb中的、上述大小比较的结果中DSV变化量变小的一方为调制码CODE的判定。

调制码选择器14，从候补调制码CODEa及CODEb中选择由调制码判定器13判定的那方，作为调制码CODE输出。

其次，参照图3所示的流程图对本实施例所涉及的数字调制处理加以说明。

首先，在数字调制处理开始后，生成与源数据对应的一个或一个以上的候补调制码(步骤S11)。这里，之所以是一个或一个以上，是因为如上所述，对于某特定的源数据的输入模式，还有对应的调制码仅存在一个的情况之故。本步骤S11，相当于利用调制码生成器11进行的处理。

其次，对于在步骤S11中所生成的各候补调制码，计算出调制码系列的变化量(ΔDSV)(步骤S12)。本步骤S12，相当于利用DSV变化量计算器15进行的处理。

并且，相互比较在步骤S12中算出的ΔDSV，选出在步骤S11中生成的候补调制码中的、变化量(ΔDSV)的绝对值(平方值也行)相对较小的候补调制码，将其输出(步骤S13)。本步骤S13，相当于利用调制码判定器13及调制码选择器14进行的处理。

然后，判断应该调制的所有源数据的处理是否完成(步骤S14)，当还剩有应调制的源数据时，返回到步骤S11，进行针对下一个源数据的处理，而当全部源数据的处理完成了时，结束数字调制处理。

其次，参照图4所示的具体例，对本实施例所涉及的数字调制处理加以说明。同图示出了对于依次输入的源数据201、202及203，输出调制码的过程。

对于源数据201～203，分别生成调制码211、212及213作为候补调制码CODEa，分别生成调制码221、222及223作为候补调制码CODEb。这里，调制码211～213及调制码221～223均为NRZ(NonReturn to Zero)形式。这是因为在从调制码生成器11输出的阶段中，NRZI形式的Low电平及High电平还没有确定的缘故。不过，候补调制码CODEa及CODEb并不一定非要用NRZ形式表示。例如，也可以选择Low电平及High电平的任意一方作为NRZI形式的初始电平，暂先输出候补调制码，然后，在正确的初始电平确定了的时刻，在电平反转时，使NRZI形式的所有调制码进行比特反转。

调制码231～233及调制码241～243，分别为将调制码211～213及调制码221～223变换成NRZI形式的调制码。并且，在各调制码231～233及调制码241～243之下示出了CDS。如上所述，ΔDSV表示为规定的计算范围中的CDS的累加值。这里，使规定的计算范围相当于直近的两个调制码来进行说明。

首先，输入源数据201，将候补调制码231(CODEa)及候补调制码241(CODEb)的CDS，分别算出为“+2”及“+4”。这里，使源数据201的前一个源数据的CDS为“0”，图中没有示出。因此，此时的变化量251(ΔDSVa)及变化量261(ΔDSVb)，分别算出为“+2”及“+4”。并且，将与绝对值相对较小的变化量251对应的候补调制码231作为源数据201的调制码输出。

其次，输入源数据202。由于在此之前输出了候补调制码231，因此这次的NRZI形式的初始电平确定为Low，候补调制码212及222的NRZI变换分别为候补调制码232及242。另外，候补调制码212及222相同，这表示不能通过上述调制码生成器11分配多个调制码的情况。

对于源数据202，候补调制码232(CODEa)及候补调制码242(CODEb)的CDS，均算出为“-2”。这里，在此之前的CDS为刚被选出的候补调制码231的CDS，其值为“+2”。因此，此时的变化量252(ΔDSVa)及变化量262(ΔDSVb)，均算出为“0”。此时，可以选择候补调制码CODEa及CODEb的任意一个，这里，选择候补调制码CODEa。所以，候补调制码232，被作为源数据202的调制码输出。

并且，对于源数据203，候补调制码233(CODEa)及候补调制码243(CODEb)的CDS，分别算出为“-6”及“+2”。这里，在此之前的CDS为刚被选出的候补调制码232的CDS，其值为“-2”。因此，此时的变化量253(ΔDSVa)及变化量263(ΔDSVb)，分别算出为“-8”及“0”。并且，与绝对值相对较小的变化量263对应的候补调制码243被作为源数据203的调制码输出。

以上，根据本实施例，如图5所示，对所提供的源数据，进行使DSV的变化量(ΔDSV)的绝对值接近于“0”的DC控制，抑制DSV的急剧变化。这样一来，例如当利用图18所示的信号再生装置将生成的调制码解调时，通过低通补偿滤波器21抽出的DC成分DCref比较稳定，其结果，能够正确地进行二值化分割，提高再生精度。

另外，在上述说明中，使ΔDSV的计算范围为最近的两个调制码范围，也就是说，使DSV变化量计算器15中的寄存器151的数目为2，本发明并不限定于此。最好此计算范围是根据将生成的调制码解调的信号再生装置的特性设定的。例如，根据图18所示的信号再生装置中的低通补偿滤波器21的特性来设定计算范围。这样一来，能够生成适于各种信号再生装置的调制码。

(第2实施例)

图6示出了本发明的第2实施例所涉及的数字调制装置的结构。本实施例的数字调制装置10B，包括：调制码生成器11、两个DSV计算器12、调制码选择器14、两个DSV变化量计算器15及调制码判定器16。输入源数据DATA，输出扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码CODE。调制码判定器16以外的构成要素如上所述。

调制码判定器16，输入从DSV变化量计算器15分别输出的变化量ΔDSVa及ΔDSVb、和从DSV计算器12分别输出的DSVa及DSVb，根据这些输入，进行应使候补调制码CODEa及CODEb中的任意一个为调制码CODE的判定。具体地说，当变化量ΔDSVa及ΔDSVb都超过规定的阈值时，对这些进行大小比较，进行上述判定。此判定与在第1实施例中所述的一样。而当变化量ΔDSVa及ΔDSVb的至少一方小于等于规定的阈值时，对满足该条件的DSV进行大小比较，进行应使与相对较小的一方对应的候补调制码(CODEa及CODEb的任意一方)为调制码CODE的判定。也就是说，当为小于等于规定的阈值的ΔDSV为变化量ΔDSVa及ΔDSVb的任意一方时，选择与该ΔDSV对应的调制码，当变化量ΔDSVa及ΔDSVb都小于等于规定的阈值时，进行DSVa及DSVb的大小比较，选择符合此比较结果的调制码。另外，DSV的大小比较，与ΔDSV的大小比较一样，在用绝对值和平方值等将其变换成正值后再进行。

其次，参照图7所示的流程图对本实施例所涉及的数字调制处理加以说明。

首先，在数字调制处理开始后，生成与源数据对应的一个或一个以上的候补调制码(步骤S21)。本步骤S21，相当于利用调制码生成器11进行的处理。

并且，对于在步骤S21中生成的各候补调制码，计算出调制码系列所涉及的DSV及ΔDSV(步骤S22)。本步骤S22，相当于利用DSV计算器12及DSV变化量计算器15进行的处理。

其次，判断在步骤S22中算出的ΔDSV中是否有其绝对值(平方值也行)小于等于规定的阈值的ΔDSV(步骤S23)。当为Yes时，相互比较在步骤S22中算出的DSV中的、对应的ΔDSV为小于等于规定的阈值的DSV，选出在步骤S21中生成的候补调制码中的、该DSV的绝对值(平方值也行)相对较小的候补调制码，将其输出(步骤S24)。当为No时，相互比较在步骤S22中算出的ΔDSV，选出在步骤S21中生成的候补调制码中的、ΔDSV的绝对值(平方值也行)相对较小的候补调制码，将其输出(步骤S25)。步骤S23～S25，相当于利用调制码判定器16进行的处理。

然后，判断应该调制的所有源数据的处理是否完成(步骤S26)，当还剩有应调制的源数据时，返回到步骤S21，进行针对下一个源数据的处理，而当全部源数据的处理完成了时，结束数字调制处理。

其次，参照图8所示的具体例，对本实施例所涉及的数字调制处理加以说明。同图与图4一样，示出了对于依次输入的源数据201、202及203，输出调制码的过程。另外，图8所示的源数据与图4所示的一样。并且，与第1实施例一样，使ΔDSV的计算范围为最近的两个调制码范围，并且，使用于判定ΔDSV的大小的规定阈值为“5”。

首先，输入源数据201，调制码231(CODEa)及调制码241(CODEb)的CDS，分别算出为“+2”及“+4”。并且，DSV271(DSVa)及DSV281(DSVb)，分别算出为“-50”及“-48”。这里，使源数据201的前一个源数据的CDS为“0”，DSV为“-52”，图中没有示出。此时的变化量251(ΔDSVa)及变化量261(ΔDSVb)，分别算出为“+2”及“+4”。由于变化量251及261的绝对值均在阈值以内，因此比较DSV271和DSV281的绝对值大小，将与为相对较小的一方的DSV281对应的候补调制码241，作为源数据201的调制码输出。

其次，输入源数据202，候补调制码232(CODEa)及候补调制码242(CODEb)的CDS，均算出为“-2”。并且，DSV272(DSVa)及DSV282(DSVb)，均算出为“-50”。这里，在此之前的CDS为刚被选出的候补调制码241的CDS，其值为“+4”。因此，此时的变化量252(ΔDSVa)及变化量262(ΔDSVb)，均算出为“+2”。因变化量252及262的绝对值均在阈值以内，所以对DSV272及DSV282的绝对值大小进行比较，由于DSV272及DSV282的值相等，因此可以选择任意一个。这里，选择候补调制码CODEa。所以，候补调制码252，被作为源数据202的调制码输出。

并且，对于源数据203，候补调制码233(CODEa)及候补调制码243(CODEb)的CDS，分别算出为“-6”及“+2”。并且，DSV273(DSVa)及DSV283(DSVb)，分别算出为“-56”及“-48”。这里，在此之前的CDS为刚被选出的候补调制码232的CDS，其值为“-2”。因此，此时的变化量253(ΔDSVa)及变化量263(ΔDSVb)，分别算出为“-8”及“0”。其中，虽然变化量253的绝对值超过了阈值，但是由于变化量263的绝对值小于等于阈值，因此对DSV273和DSV283的绝对值大小进行比较。并且，与为相对较小的DSV283对应的候补调制码243被作为源数据203的调制码输出。

以上，根据本实施例，对所提供的源数据，进行在将DSV的变化量(ΔDSV)抑制在用规定的阈值决定的范围内的同时，使DSV收敛在规定值(“0”)的DC控制。这样一来，能够在抑制DSV的急剧变化的同时，使DSV接近于理想值。

另外，在上述说明中，使用于判定ΔDSV的大小的规定阈值为“5”，这只是一个例子，本发明并不限定于此。最好该规定的阈值是根据将生成的调制码解调的信号再生装置的特性来设定的。这样一来，能够生成适于各种信号再生装置的调制码。

(第3实施例)

图9示出了本发明的第3实施例所涉及的数字调制装置的结构。本实施例的数字调制装置10C，包括：调制码生成器11、两个DSV计算器12、调制码判定器13、调制码选择器14、以及作为DSV重置器的DSV重置判定器17。输入源数据DATA，输出扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码CODE。DSV重置判定器17以外的构成要素如上所述。

DSV重置判定器17，输入从DSV计算器12分别输出的DSVa及DSVb，当这些中的任意一个大于等于规定的阈值时，向DSV计算器12输出重置信号RS。藉此方法，将在DSV计算器12中保持的DSV初始化为“0”。

其次，参照图10所示的流程图对本实施例所涉及的数字调制处理加以说明。

首先，在数字调制处理开始后，生成与源数据对应的一个或一个以上的候补调制码(步骤S31)。本步骤S31，相当于利用调制码生成器11进行的处理。

并且，对于在步骤S31中所生成的各候补调制码，计算出调制码系列的DSV(步骤S32)。本步骤S32，相当于利用DSV计算器12进行的处理。

其次，相互比较在步骤S32中算出的DSV，选出在步骤S31中生成的候补调制码中的、DSV的绝对值(平方值也行)相对较小的候补调制码，将其输出(步骤S33)。本步骤S33，相当于利用调制码判定器13及调制码选择器14进行的处理。

然后，判断DSV的绝对值(平方值也行)是否都大于等于规定的阈值(步骤S34)。当为Yes时，重置DSV(步骤S35)。步骤S34及S35相当于利用DSV重置判定器17进行的处理。

并且，在步骤S35重置DSV后，或者，在步骤S34中为No时，判断应调制的所有源数据的处理是否完成(步骤S36)，当还剩有应调制的源数据时，返回到步骤S31，进行下一个源数据的处理，而当所有源数据的处理完成了时，结束数字调制处理。

根据上述数字调制处理，DSV如图11所示的那样变化。

另一方面，对于DSV重置判定器17，也能够构成为取消DSVa及DSVb的输入，在规定的周期将重置信号RS输出，使DSV计算器12保持的DSV初始化为“0”。在图14中示出了此时的数字调制处理的流程。同图的流程图，是将图10的流程图中的判断DSV的绝对值是否都大于等于规定的阈值的处理(步骤S34)换成判断规定周期是否经过了的处理(步骤S37)。另外，本步骤S37，相当于利用DSV重置判定器17进行的处理。并且，根据此数字调制处理，DSV如图13所示的那样变化。

以上，根据本实施例，由于对所提供的源数据，将DSV适当地初始化，因此没有在数字调制处理的过程中DSV的绝对值不正当变大的现象，抑制了DSV的急剧变化。因此，降低了在再生所生成的调制码(调制信号)时的不稳定性，提高了稳定性。

另外，由于按照将所生成的调制信号再生的信号再生装置的特性预先定出或者在动作时调整DSV的重置条件，也就是说，规定的阈值或规定的周期，因此能够更进一步地提高再生调制信号时的稳定性。例如，能够根据图18所示的信号再生装置中的低通补偿滤波器21的特性设定DSV的重置条件。

(第4实施例)

图14示出了本发明的第4实施例所涉及的数字调制装置的结构。本实施例的数字调制装置10D，包括：调制码生成器11、两个DSV计算器12、调制码判定器13、调制码选择器14、以及DC成分评价指标计算器18。输入源数据DATA，输出扫描宽度被限制的NRZI形式的调制码CODE。数字调制装置10D的结构是，将图17所示的以往的数字调制装置中的DSV计算器12换成DC成分评价指标计算器18。也就是说，数字调制装置10D，使用与DSV不同的评价指标(以下，称为「DC成分评价指标」)作为表示含在调制码系列中的DC成分的指标，选择DC成分评价指标接近于规定值，例如“0”的调制码CODE。

DC成分评价指标计算器18，对由调制码生成器11生成的候补调制码CODEa及CODEb的每一个，使用DC成分评价指标，将DC成分值DCa及DCb输出。以下，参照图15详细地说明DC成分评价指标。

在DSV的计算中，使用信号调制模型(model)100。一般，DSV的计算为用于在二值化的调制信号模型中保持Low区间和High区间的平衡的指标。如同图所示，当以3T的High区间、6T的Low区间、14T的High区间、…继续时，DSV如「+3-6+14+…」那样，是通过将「High期间(T数)-Low期间(T数)」累加算出的。另外，通常是用调制码单位预先求出「High期间-Low期间」(所谓的CDS)，经过多个调制码将它们累加算出的。

DSV在用于使调制信号的DC成分接近于“0”的简便控制指标的方面非常重要。但是，实际的调制信号是如调制信号模型200那样的模拟波形。因此，DSV不能正确地表示调制信号的DC成分。因此，作为更正确地表示调制信号的DC成分的指标，是在本发明中导入的「DC成分评价指标」。

DC成分评价指标，如调制信号模型200所示，是累加High区间及Low区间的模拟信号电平求出的。具体地说，如3T宽度、4T宽度、…那样，是按照与NRZI形式的调制码的脉冲宽度对应的模拟信号振幅进行了规定运算的值，例如，准备好相当于各扫描宽度的区间的积分值。在同图的例子中，分别分配「3T→24」、「6T→72」、「14T→210」、…等来对应「3T的High」、「6T的Low」、「14T的High」、…。象这样，使扫描宽度越长的信号，加权越大。并且，在High区间将这些值加起来，在Low区间进行减法。也就是说，通过象「24-72+210-…」那样计算，能够获得为比DSV更正确的DC成分的评价指标的DC成分评价指标。并且，也可以用调制码单位预先求出该DC成分评价指标，经过多个调制码将它们累加起来求出。

其次，参照图16所示的流程图对本实施例所涉及的数字调制处理加以说明。

首先，在数字调制处理开始后，生成与源数据对应的一个或一个以上的候补调制码(步骤S41)。本步骤S41，相当于利用调制码生成器11进行的处理。

其次，对于在步骤S41中所生成的各候补调制码，计算出调制码系列的DC成分评价指标(步骤S42)。本步骤S42，相当于利用DC成分评价指标计算器18进行的处理。

并且，相互比较在步骤S42中算出的DC成分评价指标，选出在步骤S41中生成的候补调制码中的、DC成分评价指标的绝对值(平方值也行)相对较小的候补调制码，将其输出(步骤S43)。本步骤S43，相当于利用调制码判定器13及调制码选择器14进行的处理。

然后，判断应调制的所有源数据的处理是否完成(步骤S44)，当还剩有应调制的源数据时，返回到步骤S41，进行针对下一个源数据的处理，而当所有源数据的处理完成了时，结束数字调制处理。

以上，根据本实施例，由于使用比DSV更近似于实际的调制信号的波形的DC成分评价指标，因此能够进行更正确的DC控制。这样一来，能够使再生调制信号时的稳定性进一步地提高。

另外，DC成分评价指标的加权，可以参照预先准备的表获得，并且，也可以使用以扫描宽度为参数的函数算出。

并且，在上述各实施例中，使调制码生成器11生成的候补调制码为两个系统，本发明并不限定于此，也可以生成3个系统或3个系统以上的候补调制码。此时，不用说根据该系统的数目增加DSV计算器12和DSV变化量计算器15的个数。

并且，在上述各实施例中，调制码生成器11、DSV计算器12、调制码判定器13、调制码选择器14、DSV变化量计算器15、调制码判定器16、重置判定器17及DC成分评价指标计算器18，是能够通过硬件及软件的任意一种实现的。并且，也能够用软件处理数字调制装置的一部分或全部功能。

(实用性)

如上所述，本发明能够适用于将源数据变换成扫描宽度被限制的调制码，向存储媒质进行数据写入的信息存储装置、和使用该调制码作为流向传送通道的信号的通讯装置(特别是发信装置)等。