绕线式转子感应电动机的控制器

摘要

本发明涉及用于绕线式转子感应电动机的控制器，该控制器包括：连接到电动机的次级绕组的第一电压类型转换器；用于平滑其直流输出的电容器；向交流电源提供再生次级功率的第二电压类型转换器；电动机的速度检测器；电动机的次级电流检测器；施加在电容器上的直流电压检测器；用于控制速度检测器检测的速度并且输出次级参考电流的速度控制器；第一PWM控制器，它响应参考电流控制次级电流，并且输出电压信号，其中PWM通过该输出电压信号控制第一电压类型转换器的开关元件；以及第二PWM控制器，它响应参考电压控制从电压检测器输出的电压，并且通过第二电压类型转换器的PWM开关元件进行控制。

说明书

相关专利申请的交叉引用

本申请基于2004年11月5日申请的日本专利申请No.2004-322001，并要求该专利申请的优先权；该专利申请的全部内容在本文引作参考。

技术领域

本发明涉及改进的绕线式转子感应电动机的控制器。

背景技术

Scherbius设备已经被用作泵或风扇的可变速度驱动控制器。Scherbius设备使用绕线式转子感应电动机。绕线式转子感应电动机的次级绕组连接到整流器，并且再生次级功率通过直流电抗器和逆变器提供到交流电源。Scherbius设备具有可控性高的优势，因为它直接将感应电动机的次级电流控制为与电动机转矩成比例。感应电动机的次级功率再生到电源，使得有效地执行速度控制，并且即使转换器失败，通过切换到次级电阻控制模式，操作仍可以继续，使得它应用于例如供水和排水的公共领域。

常规Scherbius设备使用连接到电源的用于逆变器的半导体闸流管，使得它具有缺点，例如逆变器的功率因子低以及设备受到电源电压波动的影响。进一步地，次级电流通过二极管桥整流为连续角度为120°的方波，使得次级电流波形包括谐波涟波(harmonic ripple)，结果是引起了产生电动机转矩涟波的问题。

为了避免这种问题，在日本专利出版物(Kokai)No.2003-134871中提出了一种用于绕线式转子感应电动机的控制器。此控制器具有用于将次级电流调整到整流器的输出侧的次级断路器，将二极管和电容器的串联电路与次级断路器并行连接，将次级断路器作为升压断路器进行操作，从而改进逆变器的功率因子。并且提出了对控制器的转换器进行复用，以改进电流波形。

在上述专利出版物中指出的系统中，需要次级断路器电路，由此引起了电路结构复杂的问题。进一步地，该系统构造为将次级断路器加入常规Scherbius设备，使得引起降低转换效率的问题。进一步地，转换器的复用导致电路结构非常复杂。

发明内容

本发明意图提供用于绕线式转子感应电动机的控制器，该控制器由相对简单的电路组成，用于实现效率转换并且抑制涟波电流。

根据本发明的一个方面，提供用于绕线式转子感应电动机的控制器，该控制器包括：第一电压类型转换器，该转换器连接到由交流电源驱动的绕线式转子感应电动机的次级绕组；电容器，用于平滑来自第一电压类型转换器的直流输出电压；第二电压类型转换器，用于从第一电压类型转换器的直流功率的输出为交流电源提供再生功率；速度检测装置，用于检测绕线式转子感应电动机的速度；电流检测装置，用于检测绕线式转子感应电动机的次级电流；电压检测装置，用于检测施加在电容器上的直流电压；速度控制装置，用于响应参考速度，控制速度检测装置所检测的速度，并且用于输出次级电流作为参考电流；第一PWM控制装置，用于响应参考电流，控制从电流检测装置输出的电流，并且用于输出电压信号，通过该电压信号脉宽调制控制第一电压类型转换器的自熄类型的开关元件；以及第二PWM控制装置，用于响应参考电压，控制从电压检测装置输出的电压，并且用于由组成第二电压类型转换器的PWM自熄类型的开关元件进行控制，其中组成第一PWM控制装置以控制一段期间的通断比，在该期间中，第一电压类型转换器使得绕线式转子感应电动机的次级绕组短路。

根据本发明的该方面，可以提供由相对简单的电路组成的用于绕线式转子感应电动机的控制器，用于实现有效转换和抑制涟波电流。

附图说明

图1是根据本发明的第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

图2是用于说明图1所示的控制器操作的电路框图。

图3是用于说明图2所示的电路框图操作的波形图。

图4是根据本发明的第二实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

图5是用于说明图4所示的控制器操作的波形图。

图6是根据本发明的第三实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

图7是根据本发明的第四实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

图8是根据本发明的第五实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

图9是根据本发明的第六实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

具体实施方式

如下将参照附图说明本发明的实施例。

(第一实施例)

将参照图1至3说明关于本发明的第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器。图1是关于本发明的第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

在绕线式转子感应电动机1中，功率从交流电源2提供到初级绕组，且在次级绕组中感应的次级功率通过由自熄类型开关元件组成的电压类型转换器3提供到平滑电容器4。施加到平滑电容器4上的直流电压通过电压类型转换器5转换成交流电压。来自电压类型转换器5的输出交流功率通过滤波电抗器6和变压器7再生到交流电源2。

在前述主电路组成中，存在一种情况，即附加了用于启动和备份操作的次级电阻开关电路，在图中未画出。将在后面说明电压类型转换器3的控制部分的组成。

速度检测器10附加在绕线式转子感应电动机1上。速度控制器11对速度检测器10检测的速度反馈信号和参考速度信号SP ref进行比较和控制。电流检测器12A检测来自绕线式转子感应电动机1的次级电流，该信号由二极管整流器电路13转换为直流电流，并且由电流控制器14进行与参考电流的比较和控制，该参考电流是速度控制器11的输出。通过电流控制器14的输出信号，通过PWM电路15和选择开关电路16对组成电压类型转换器3的自熄类型开关元件的门进行PWM控制。在此，PWM控制是通过脉宽调制的控制，并且它指示了一种用于改变组成转换器的自熄类型开关元件的脉宽的方法，以控制转换器的平均输出电压。

将说明电压类型转换器5的控制器的组成。次级侧的变压器7的交流电源电压由电压检测器17检测，且通过锁相环(PLL)电路18获得交流功率相位θ。电压检测器19检测平滑电容器4的直流电压，且电压控制器20对直流电压和参考电压信号Vdc_ref进行比较和控制，并且获得再生电流参考信号。电流检测器12B检测电压类型转换器5的交流输出电流，且通过一个用于将前述交流功率相位θ设定为参考相位的坐标转换电路21，交流输出电流被分解为直流量的有功电流和无功电流。电流控制器22A对有功电流和再生电流参考信号进行比较和控制，且电流控制器22B对无功电流和用于将无功电流控制为零的零电流参考信号进行比较和控制。通过坐标转换电路23，电流控制器22A和22B的两个控制输出从两相位转换为三相位，且获得3相电压参考信号，且通过PWM电路24脉宽调制控制组成电压类型转换器5的自熄类型开关元件的门。

如上说明，电压类型转换器5将直流电压控制为参考电压Vdc_ref，且将无功电流控制为零，使得可以获得电压类型转换器5的功率因子为1.0。

将通过参照图2和3说明具有前述组成的电压类型转换器3的操作。图2是用于说明电压类型转换器3的操作的电路框图。

在图2中，绕线式转子感应电动机1的次级绕组在滑差频率(slipfrequency)产生交流电压，其幅度与该滑差频率成比例。次级绕组具有绕组阻抗，使得它可以通过等效电路30来表达。如图2所示，电压类型转换器3包括桥形状的六个自熄类型开关元件31到36。每一个自熄类型开关元件具有反并联的调速轮二极管。自熄类型开关元件31、32、和33组成电压类型转换器3的上臂，且自熄类型开关元件34、35、和36组成其下臂。为了增加绕线式转子感应电动机1的次级电流，图1所示的PWM电路15例如接通自熄类型开关元件31、32、和33并且关断自熄类型开关元件34、35、和36。通过这种操作，从绕线式转子感应电动机1的次级侧看去，三相被短路，并且按照依赖于次级绕组电压和绕组阻抗的电流增加速率，电流增加。

另一方面，为了减小次级电流，关断被短路的自熄类型开关元件31、32、和33。此时，流动的电流通过图2所示的调速轮二极管，为平滑电容器4充电，并且在平滑电容器4中存储次级功率。

重复前述通断操作，且调整接通期间(使得短路)的比值，由此，可以控制次级电流(次级功率)。

图3示出了操作中电压波形和电流波形的例子。这是PWM电路15的调制频率高于滑差频率的例子。在由PWM信号使次级绕组短路的接通期间和断开电路的关断期间几乎相同的状态下执行开关操作。附图示出，每个相位的电流波形都是与次级绕组电压成比例的正弦波形状。

在上述通断操作的重复中，要接通的元件是上臂的自熄类型开关元件31、32、和33。可以接通下臂的自熄类型开关元件34、35、和36。当选择开关电路16以交替使用上臂和下臂时，可以平均自熄类型开关元件31到36的开关损耗。

将考虑本实施例中的转换效率。在前述控制下，当考虑接通时间的电流路径时，电流流经一个自熄类型开关元件和一个二极管。并且，在关断时间，电流流经两个二极管并对平滑电容器4充电。另一方面，在前述专利出版物中指出的次级断路器系统中，在接通时间，电流流经一个自熄类型开关元件和两个二极管。并且，在关断时间，电流流经三个二极管并对平滑电容器4充电。因此，很清楚，电源损耗降低，且本发明改进了转换效率。

根据此实施例，当上臂和下臂交替使用电压类型转换器3的短路模式时，可以平衡开关损耗，且可以最大限度地有效使用转换器的容量，其中电压类型转换器3是电动机侧的转换器。可以使用与电源侧的电压类型转换器5相同的转换器，来代替电压类型转换器3，由此可以使用包括共享的且标准化的备件的设备。

如上所说明，根据本实施例，感应电动机的次级电流可以被控制为正弦波形，使得获得极好的一方面，即理论上不会产生常规Scherbius设备的6脉冲二极管转换器产生的滑差频率的6倍频率的涟波转矩。

PWM电路15的调制系统可以通过瞬时电流比较系统或三角波比较系统进行控制。

(第二实施例)

将参考图4和图5说明关于本发明的第二实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器。图4是关于本发明的第二实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

对于第二实施例中与图1示出的关于第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图中所示相同的部分，分配了相同参考标号并且将省略其说明。次级电流的瞬时值信号给予到图4所示的第二实施例中的选择开关电路16A。

次级电流的瞬时值信号输入到选择开关电路16A。选择开关电路16A选择第一电压类型转换器的上臂的模式或其下臂的模式，以使得绕线式转子感应电动机的次级绕组短路，并且选择该模式以便不切换其中电流的绝对值在由次级电流检测器12A检测的三相电流当中最大化的相位。图5所示的操作波形图示出了选择了上臂或下臂的情形。在T1期间，正电流的相位W取最大绝对值，使得选择开关电路16A选择第一电压类型转换器的下臂。在T2期间，负电流的相位V取最大绝对值，使得选择开关电路16A选择第一电压类型转换器的上臂，且在T3期间，正电流的相位U取最大绝对值，使得选择开关电路16A选择第一电压类型转换器的下臂，等等。

如上所述，当选择了上臂或下臂以防止其中绝对电流最大化的相位中的电流接通或关断时，可以接通或关断一个总是被平均的电流。如果要接通或关断的电流增大，自熄类型开关元件的开关损耗与电流量和电流量平方之间的一个值成比例地增大，使得根据第二实施例，可能进一步减小开关损耗且进一步改进转换效率。

(第三实施例)

图6是关于本发明的第三实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

对于第三实施例中与图1示出的关于第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图中所示相同的部分，分配了相同参考标号并且将省略其说明。在第三实施例中，如图6所示，次级电流参考信号通过增益器41加到再生参考电流中，其中次级电流参考信号是速度控制器11的输出，再生参考电流是电压类型转换器5的电压控制器20的输出。这意味着此实施例使用了所谓的前馈控制。

在平滑电容器4的直流电压控制下，由于主电路的LC谐振系统，很难如此多地增大响应。然而，如图6所示，当引入前馈控制时，在负载变化时刻的瞬变状态中，电压控制器20在电压类型转换器5的电压控制系统中被旁路。结果，很明显，可以提高响应速度而不削弱安全性。

(第四实施例)

图7是关于本发明的第四实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

对于第四实施例中与图1示出的关于第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图中所示相同的部分，分配了相同参考标号并且将省略其说明。在第四实施例中，如图7所示，用于输入次级电流的瞬时值信号的PLL转换电路42被安装在速度检测器10的位置，且其输出用作速度反馈信号。

电流检测器12A检测的次级交流电流信号输入到PLL转换电路42。PLL转换电路42除去噪声信号，并且检测基波，使得通过简单转换操作将其转换成次级电流的频率。次级电流与次级绕组电压成比例，使得从次级电流检测出的频率是滑差频率。在PLL转换电路42中，从电源频率中减去检测到的滑差频率，由此检测到电动机的旋转频率。

当绕线式转子感应电动机1的负载在规则的操作范围内具有例如泵的平方转矩特征时，不会出现无负载，且次级电流总是流动。因此，根据第四实施例，在全部操作范围中，都可以检测电动机的速度。

(第五实施例)

图8是关于本发明的第五实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

对于第五实施例中与图1示出的关于第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图中所示相同的部分，分配了相同参考标号并且将省略其说明。如图8所示，在第五实施例中使用了PLL电路43、正弦波函数电路44和45、以及控制器46A和46B。PLL电路43检测次级电流的相位θ，且正弦波函数电路44和45根据相位θ分别产生正弦波信号Sinθ和Sin(θ+120°)。正弦波信号Sinθ和Sin(θ+120°)乘以次级参考电流，分别基于交流瞬时值获得相位U正弦波电流和相位W正弦波电流的参考信号。相位U正弦波电流的参考信号与次级电流检测信号iu进行比较，且由控制器46A进行控制。相位W正弦波电流的参考信号与次级电流检测信号iw进行比较，且由控制器46B进行控制。控制器46A和46B获得的输出被输入到PWM电路15A中。

可以通过PWM电路15A单独控制电压类型转换器3的每个相位，使得在三个相位中，瞬时值波形可以被控制为正弦波。在此省略相位V的原因是，三相电流的瞬时值的总和为零，因此可以执行操作。

如上所说明，根据第五实施例，每个相位中的电流波形被控制为理想正弦波，且次级电流的谐波分量基本上减小为零，且不产生涟波转矩。

(第六实施例)

图9是关于本发明的第五实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图。

对于第六实施例中与图1示出的关于第一实施例的用于绕线式转子感应电动机的控制器的框图中所示相同的部分，分配了相同参考标号并且将省略其说明。如图9所示，在第六实施例中，参考无功电流设定为Q_ref，用于消除绕线式转子感应电动机1产生的滞后电流，而不是零。

用于消除绕线式转子感应电动机1产生的滞后电流的无功电流以这种方式流经变压器7的初级侧，由此整个系统的功率因子可以控制为1.0。

很明显，检测绕线式转子感应电动机1的无功电流，且将与其极性相反的值设定为参考无功电流，可以获得相似的结果。