无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法

摘要

公开了一种用于接收扩码传输信号的无线通信装置。该无线通信装置包括：RF部分；以及基带部分，其中，在基带部分内，并行排列扩展码码片数的整数因数(即1/n

说明书

相关申请的参照

本发明包含涉及在2004年9月14日向日本专利局提交的日本专利申请JP2004-266211的主题，该申请在此全文并入以作参考。

技术领域

本发明涉及用于接受扩频传输信号的无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法。本发明尤其涉及使用扩频传输信号前同步段来执行传播测量的无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法。

更具体地，本发明涉及通过对基带部分内的每个扩展码解扩来执行传播测量的无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法，所述基带部分的时钟频率不高于RF部分内的码片速率。本发明尤其涉及使用多个解扩器来执行传播测量的无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法，这些解扩器考虑到速度提高、电路规模和功耗间的折衷，对短码的每个码片进行解扩。

背景技术

涉及无线网络的规范标准可包括，例如IEEE(电气和电子工程师协会)802.11(例如，见非专利文献1)、HiperLan/2(例如，见非专利文献2或3)、IEEE802.15.3和蓝牙通信。IEEE802.11具有诸如IEEE802.11a、IEEE802.11b等增强的标准，取决于无线通信系统和频带之间的差异。

此外，近年来，使用诸如3GHz-10GHz等极宽的频带来进行无线通信的所谓的“超宽带(UWB)通信”作为一种短距离、超高速无线通信系统受到了广泛关注，并且期望能够得到实际运用(例如，见非专利文献4)。目前，正在开发具有包括前同步码的分组结构的数据传输系统，作为在IEEE802.15.3等标准下的超宽带(UWB)通信的访问控制系统。

UWB通信通过采用极窄的脉冲而具有高时间分辨率，并且这一性质能够实现用于雷达和定位的“测距(Ranging)”。特别地，新近的UWB通信可包括超过100Mbps的高速数据传输(例如，见专利文献1)以及原始测距功能(例如，见专利文献1)。

可以预见的是，在不久的将来，以UWB为代表的WPAN(无线个人接入网)作为一种短距离通信将在各类家用电器设备和CE(消费电子产品)设备中使用，同时有望实现CE设备之间超过100Mbps的家庭网络和对等传输。如果广泛使用毫米波段，那么可能实现超过1Gbps的短距离无线通信，以及包括存储设备等用于短距离通信的超高速DAN(设备域网络)。

新近的趋势是将基于无线LAN系统的SS(扩频)投入实际应用。采用扩频，即使存在在邻域中使用同一频率的通信，也可将启用标准通信所需的C/I请求设为0dB以下。即，即使通信装置检测到与此装置同一电平的其它装置的信号，该装置仍能通信。扩频尤其适于在UWB中使用，因为UWB占用的带宽原本就比所要求的比特率宽得多。

SS系统包括DS(直接扩展)系统。根据此系统，传输侧将信息信号与一个称为PN(伪噪声)码的随机码序列相乘，以扩展所占用的频带用于传输。接收侧将收到的扩展信息信号乘以该PN码以解扩该信息信号用于再现。

UMB传输系统包括两类：DS-UWB和脉冲-UWB。DS-UWB系统将DS信息信号的扩展速度最大化。脉冲-UWB系统使用具有约为几百皮秒的极短周期的脉冲信号序列。

DS-UWB系统能够使用PN码速度来控制频谱，但是需要操作具有GHz数量级的高速的逻辑电路，从而无疑增加了不合需要的功耗。另一方面，脉冲-UWB系统能与脉冲发生器和低速逻辑电路相结合地配置，所以具有降低电流消耗的优点。然而，不利的是，使用脉冲发生器很难控制频谱。

这两个系统都能通过将信号扩展至诸如3GHz至10GHz的超宽频带用于传输和接收来实现高速数据传输。占有带宽是GHz数量级的，并且由中心频率(例如，1GHz至10GHz)划分的占有带宽约为1。占有带宽与通常在基于W-CDMA或cdma2000系统，以及SS(扩频)或OFDM(正交频分多路复用)系统的无线LAN中使用的带宽相比是超宽带。

按照惯例，使用高斯单周期脉冲作为用于UWB传输的脉冲信号。将高斯单周期脉冲与矩形波单周期脉冲进行比较，以检查在脉冲生成时对于设备线性度的要求。此处的一个实例使用了T_P＝200[ps]及1[V]的矩形波单周期脉冲。高斯单周期脉冲遵照下述等式。在此等式中，可以找到诸如3.16及3.3等常数，以提供与矩形波单周期脉冲等效的频谱。

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图23示出时间波形。图24示出这些单周期脉冲的功率谱密度的频率特性间的比较。图24示出在电压脉冲是以每秒一个脉冲发送并且在50欧姆的条件下驱动的情况下的功率谱密度[W/Hz＝J]。

由图24可见，100MHz的脉冲将产生高于此值80dB的功率密度。这里的脉冲峰值指示了约为-211dBJ的功率密度。因此，100MHz的脉冲产生约为-131.3[dBW/Hz＝dBJ]，它正好等于-41.3[dBm/MHz]的FCC规范。

因此，可总结以下各项。

(1)在通频带中，高斯单周期脉冲几乎与矩形波单周期脉冲相同。(2)高斯单周期脉冲生成比矩形波单周期脉冲更高的峰值电压，要求线性度，并且使包括功率放大的处理变得困难。

常规的UWB通信使用单周期脉冲。图25按照反对数而非分贝示出了功率谱密度的频率特性。虽然并没有使用反对数的特定要求，但能量的线性表示提供许多直观的益处。

频谱有如下两个要求。

(1)用于频谱罩(spectrum mask)的FCC规范禁用3GHz及以下的辐射。(2)范围从4.9GHz到5.3GHz的频带包括应该被避开的5-GHz无线LAN。

以下可从线性显示功率谱中观察到。

(1)如果未满足上述要求，则只能发射约为一半的功率[3dB]。(2)预计脉冲波形会遭受干扰。接收侧仅允许能量的另一半通过匹配滤波器。(3)总共引起了6dB或以上的损失。

图26示出UWB通信系统内的接收器的结构示例(常规示例)。图26中的接收器结构与DS-SS(直接序列扩频)接收器结构类似。

图26中的示例假定VCO在与脉冲频率相同的频率上振荡。

接收器遵循该VCO定时，并且生成将所有数据都置零的脉冲训练。使用该脉冲训练，接收器生成三个波形，其每一个偏离脉冲宽度T_P的一半，即T_P/2，并且将它们与接收到的信号相乘。

通过在检测到脉冲位置时有意偏离VCO频率一个小量，脉冲定时匹配将在相同的时间点上出现(滑动相关)。

当脉冲定时匹配出现时，作为相乘的结果，能量增加，从而可能检测到该脉冲位置。

当检测到脉冲位置时，有意偏离的VCO频率返回到正确的频率。同时，进行跟踪操作以维持这一定时。

将收到的信号与偏离中心(穿孔(puncture))±T_P/2的波形相乘，以寻找能量。使用差值来检测对应于正负脉冲位置误差的正负值。把这些值提供给环路滤波器，并将其用作用于脉冲位置跟踪的控制电压。

然而，图26中构造的接收器需要将信号路径划分成三个，并且使用三个乘向(multiplication-oriented)电路，这样使电路复杂化。

此外，接收器需要改变频率用于搜索和跟踪操作。这一改变所需的时间延长了用于同步建立的时间。

需要在噪声环境下正确地检测脉冲位置。为此，必须检测到能量增加一倍以上。频率有意偏离一个小量。在能量增加一倍以上之后，将所得的值平均。其后，需要检测脉冲位置。因此，建立同步的时间变的冗长。

使用模拟电路来构造用于频率偏离和跟踪的系统。但是，模拟电路通常是复杂的并且易受变化影响，使其难以保证稳定操作。

使用能量值用于脉冲位置检测和跟踪，这样使S/N比和特性降低。

[专利文献1]PCT日本翻译专利公开第2002-517001号

[非专利文献1]International Standard ISO/IEC8802-11：1999(E)ANSI/IEEE Std802.11，1999版，第11部分：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)andPhysical Layer(PHY)Specifications

[非专利文献2]ETSI Standard ETSI TS 101 761-1 V1.3.1 Broadband RadioAccess Network(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；Part1：Basic Data Transport Functions

[非专利文献3]ETSI TS 101 761-2 V1.3.1 Broadband Radio Access Network(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；Part2：Radio LinkControl(RLC)sublayer

[非专利文献4]NIKKEI ELECTRONICS 2002年3月11日，第55-66页“UltraWideband：Revolutionary Wireless Technology is Born”

除了以上提及的相关技术外，本发明受让人提出一种涉及本发明的技术，它在在美国专利申请第2004-0179582中公开。

发明内容

期望提供能够卓越地使用解决超宽带通信系统中的频谱问题的脉冲来发射和接收的无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法。

尤其期望提供超宽带通信系统中的高速传播测量方法，该超宽带通信系统中结合与DS-SS(直接序列扩频)相结合以改善抗干扰波的能力。

根据本发明的一个实施例，提供了用于接收扩展码传输信号的无线通信装置。该无线通信装置包括RF部分以及基带部分，其中，在基带部分内，并行排列扩展码码片数的整数因数个(1/n₁)解扩器，并提供传播测量部分，它通过以时分方式多次使用多个解扩器，并且执行对应于扩展码码片速率的每一周期的解扩，来测量传播信道。

用于进行无线通信的超宽带通信使用诸如3GHz-10GHz的甚宽频带，作为一种短距离超高速无线通信系统已经引起了广泛关注，并且期望投入实际应用。此外，也已开发了结合了DS-SS(直接序列扩频)的超宽带通信系统用于改善抗干扰波的能力。

常规扩频(SS)系统的接收器可在与码片速率相同的频率上操作基带。然而，对于UWB系统，与码片速率相同的时钟频率的使用导致过多的功耗。因此，在依照本发明的实施例的无线通信装置中，采用码片速率的整数因数作为基带部分的时钟频率。

此外，常规扩频(SS)系统的接收器能够在与码片速率相同的时钟频率上操作基带，并且通过滑动相关来执行传播测量。尽管如此，对于UWB系统，采用码片速率的整数因数作为基带部分的时钟频率。这样，传播测量部分解扩每个短码以执行传播测量。

在这种情况下，从提高速度的观点看，在传播测量部分实现对应于扩展码的码片数的多个解扩器且并发地操作解扩器是理想的。但是，在电路规模和电路功耗方面，在传播测量部分实现对应于扩展码的码片数的多个解扩器是不利的。

这样，本发明考虑到提高速度、电路规模和功率消耗之间的折衷，并行排列了数目比扩展码码片数少的解扩器，并且以时分方式几次使用解扩器以在所有码片上执行解扩计算。

例如，如果扩展短码的码片数是128，则该扩展短码的码片数的整数因数，尤其是对应于四分之一的32个解扩器被并行排列，并且以时分方式四次使用，从而测量128个点(＝32个解扩器×4次)。

传播测量部分包括延迟线电路，它缓冲来自RF部分的并行接收信号，并且按时间顺序将其转化为串行数据；多个解扩电路和累加电路，它们被分为多个组；选择器电路，它选择每组解扩器和累加器的输出；移动平均电路，它在解扩电路和累加电路的传播测量结果上执行移动平均计算；存储器电路，它存储移动平均电路的计算前后的值；能量计算电路，它计算接收信号的能级；以及路径检测电路，它对每个接收位置的能量值进行分类，并且输出能量值及其位置信息。该传播测量部分选用通过使用用于传播测量的短码解扩接收信号而获得的值作为传播测量值，该接收信号是以RF部分中的A/D转换的码片定时来采样的。

传播测量部分的结构启用了高速传播评估，它能够高速检测码元/脉冲位置。在使用在几个Ghz的带宽上扩展的信号的超宽带通信中，不可能检测到载波。但是，码元/脉冲的高速检测允许诸如CSMA(载波侦听多路访问)等等价于载波监听的操作，所以能够使用诸如CSMA等随机访问系统。此外，使用传播评估结果能够容易地获得RAKE接收所需的参数是可能的。

此外，传播测量部分还可包括舍入电路，它舍入解扩器和累加器的选中输出值。在此情况下，对计算精度的适当设置导致更高速的电路处理。

该无线通信装置还可包括接收控制部分，它能控制RF部分内A/D转换的采样定时。例如，在片内0/4相位处的传播测量完成后，采样相位会位移180度，从而也能够在片内2/4相位处进行测量。这样，可以提高测量周期的时间分辨率。

此外，根据本发明一个实施例的无线通信装置还可包括前同步末端检测部分，它检测前同步信号的末端；RAKE组合部分，它RAKE组合多径信号的能量并解调信号。通过RAKE接收，解扩过程将预期的信号从由通过多径传播信道叠加的多个延迟波组成的接收信号中分出。统一分散的信号功率。因为直接序列扩频借助于解扩提供了拆分时间的效果，所以此效果用于通过将时间与相位对齐来组合沿分开路径的信号。

此外，通常在接收到数据信号之前将前同步段提供给接收信号，由具有良好自相关性质的多个扩展短码将周期性训练部分提供给前同步段。此外，传播测量部分和前同步末端检测部分使用各自的短码执行传播测量和前同步末端检测。在此情况下，基于高速传播测量结果可以解调信息信号。再者，前同步段的末端位置，即数据的起始位置可以被精确地找到，这样就改善了接收性能。

通过使用多个短码，还将码元周期扩展提供给前同步段以使AGC稳定。在此情况下，接收信号电平在传播测量期间变为常数，这样就改善了接收性能。

此外，每个解扩电路在每个时钟执行的解扩计算可等于并行输入信号数。

此外，送至每个解扩电路的并行输入信号可以给定的间隔从延迟线电路内的多个抽头中捕捉。

此外，通过把适当的解扩定时分别提供给多个解扩电路和累加电路，可进一步减少测量时间。

此外，通过把适当的解扩定时分别提供给被分为若干组的多个解扩电路和累加电路，可进一步减少测量时间。此时，假定用于传播测量的短码码片数是A，并且解扩电路和累加电路在每个时钟执行的解扩和累加计算的码片数是B，那么以使得控制周期变为A÷B个时钟的关系的方式给出扩展定时。在此情况下，电路使用效率增加，所以使减小电路规模变得可能。

此外，传播测量部分确定在传播测量值中找到最大能量的位置是码元/脉冲位置，并且通过用于脉冲位置处的前同步末端检测的短码来执行解扩计算，以检测前同步末端的位置。由此，前同步的末端，即数据段的头部位置，可被快速精确地找到，这样就改善了接收性能。

此外，传播测量部分通过将由路径检测电路检测到的多个路径分别与码元模式相关，从测量值中移除训练部分的码元模式的影响，并且进一步执行内插，从而确定最终的传播测量值。由此，可以提高传播测量的分辨率，这样就改善了接收性能。

根据本发明的一个实施例，可提供一种超宽带通信系统中的高速传播测量方法，该超宽带通信系统与DS-SS(直接序列扩频)相结合以改善对干扰波的抵抗能力。

此外，根据本发明的一个实施例，可提供一种无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法，它们通过解扩具有RF部分中码片速率的整数因数的时钟频率的基带部分内的每个扩展码，能够完美地执行传播测量。

此外，根据本发明的一个实施例，可提供一种无线通信装置、无线通信方法、传播测量装置和传播测量方法，它们考虑到速度提高、电路规模和功耗之间的折衷，使用解扩每个短码码片的解扩器，能够完美地执行传播测量。

本发明的这些和其它特征与优点在以下在附图中示出的对于本发明最佳实施例的更详细描述中可以变得显而易见。

附图说明

图1是示意性地示出根据本发明一个实施例的无线通信装置中的RF部分的结构的图示。

图2是示出信号波形图的图解。

图3是示意性地示出根据本发明一个实施例的无线通信装置中的基带部分的结构的图示。

图4是示出信号格式和前同步模式的结构示例的图解。

图5是示出图3所示的接收电路的更详细结构的图解。

图6是所示是举例说明其中传播测量部分对128-ns的周期在片内相位0/4与2/4点处测量能量值的图。

图7所示是其中从传播测量部分获得的复幅值的图，该复幅值与已检测路径的位置(索引)有±2/4的片内相位差。

图8示出了其中使用由传播评估部分检测到的复幅值和从已检测位置位移±2/4相位的位置处的复幅值执行内插的图。

图9示出其中基于图6所示的片内相位0/4和2/4点处的测量值在128-ns的周期上内插片内相位1/4和3/4点处的幅值的图。

图10示出其中128个解扩器的每一个都移动了1个码片且在相应的点上并发处理128个解扩计算的图。

图11示出其中对应于扩展短码的128个码片数目1/4的32个解扩器并行排列，并且以时分方式使用四次，从而测量128个点(＝32个解扩器×4次)的图。

图12是示出一操作顺序的图解，其中物理层序列控制部分控制传播测量部分的传播测量。

图13是用于解释获取测量结果移动平均的测量顺序的图解。

图14是用于解释传播测量顺序的图解。

图15是示出传播测量部分的电路结构的图解。

图16是示出延迟线电路的内部结构的图解。

图17是示出解扩器和累加器的内部结构的图解。

图18示出了选择器电路的控制顺序的图。

图19示出了移动平均电路的结构图。

图20是示出如图19示出的移动平均电路的等效电路的结构图。

图21是示出用于存储传播测量数据的存储器映象的结构示例的示意图。

图22是示出用于存储移动平均数据的存储器映象的结构示例的示意图。

图23是示出高斯单周期脉冲的时序波形图。

图24是示出用于高斯和矩形单周期脉冲的功率谱密度的频率特性的示意图。

图25是示出用于高斯和矩形单周期脉冲的功率谱密度的频率特性的示意图。

图26是示出超宽带通信系统内的接收器的结构示例(常规示例)的示意图。

具体实施方式

基于UWB的PAN(个人区域网)不适用于使用基站等的频率资源集中式管理。从重复使用空间频率的观点出发，分配不均的无线电台抓住相邻无线电台的资源使用情况并且在分配控制下使用这些频率被认为是较佳的。这是UWB的特别需要的，因为它使用了如上所述的超宽带，并且因为分频而不能重复使用空间频率。

即使相邻通信使用相同的频率，频谱扩展额的使用也可以将启用正常通信所需的C/I置于低于0dB的水平。即，如果用户检测到其它用户的信号和他或她自己的信号处在同一电平，则前者仍然能够进行通信。这对UWB特别有用，因为它占有了比所需的比特率宽得多的带宽。

UWB的带宽依赖于独立于脉冲速率的脉冲宽度。虽然由窄脉冲宽度引起的宽带宽意味着某种频谱扩展，但是由于以下原因不予以讨论。在此情况下，如果脉冲位置偶尔不一致，那么对干扰波的抵抗能力生效。如果脉冲位置偶尔匹配，则预期不抵抗干扰波。换言之，这是一个机会问题。因此，较佳的是，除了基于小脉冲宽度的扩展之外，执行基于直接扩展的有效频谱扩展。

以下提出一种超宽带通信系统中的传播测量方法，该超宽带通信系统结合了DS-SS(直接序列扩频)以改善抵抗干扰波的能力。以下将参考附图详细描述本发明的一个实施例。

A.无线通信装置的结构

图1示意性示出根据本发明一个实施例的无线通信装置中的RF部分的结构。图1中示出的RF部分是典型的π/2移相BPSK(二进制相移键控)系统的发射/接收装置。该RF部分能在A/D转换后依照来自基带侧的控制信号在1GHz采样频率的4个相位间切换。

在传输电路中，从基带部分发出的发射信号从并行转换为串行形式，然后由500MHz定时交替地划分为奇定时和偶定时，用于脉冲成形。所划分的信号由4GHz载波以正交关系进行BPSK调制，然后相加，由功率放大器放大并且经由RF滤波器从天线发射。图2示出信号的波形图。

在接收电路，由天线接收的无线信号通过RF滤波器和低噪声放大器。经放大的信号通过4GHz中心频率信号及具有90度相位差的频率信号的频率合成用于正交检测，它被分成I轴和Q轴信号，并且经受基于RSSI(接收信号强度指示)的AGC。此外，由A/D转换器以1GHz对信号进行采样作为数字信号。此外，采样的I/Q信号从串行形式转化为并行形式，然后由基带部分数字地处理。

由本地振荡器生成的4GHz本地频率是RF部分的载频。

此外，将载频除以四以向A/D转换器提供采样速率，即，1GHz码片速率。

将1GHz码片速率再除以八以向基带部分(下文描述)给出125MHz的时钟频率。

基带部分的时钟频率是码片速率的整数因数，并且是从处理中可行的运行速度中选取的。常规扩频(SS)系统的接收器能够以与码片速率相同的时钟频率来操作基带。然而，对于UWB系统，使用与码片速率相同的时钟频率会导致过度的功耗；因此，使用码片速率的整数因数。

此外，振荡器切换码片定时，即，响应于来自基带部分的相移命令(PhaseShift)片内相位从0/4到2/4。

图3示意性地示出了根据本发明的一个实施例的无线通信装置中基带部分的结构。图3所示的基带部分的发射电路包括扩频调制部分(直接扩频器(DirectSpreader))用以扩展信息信号。基带部分中的接收电路包括传播测量部分(信道测量(Channel Measure))，用以测量传播信道的延迟分布(delay profile)；前同步末端检测部分(前同步末端检测(PreambleEndDetect))，用以检测前同步信号的末端；以及RAKE组合部分，用以RAKE组合多径信号的能量并且解该调信号。发射/接收电路内的每个功能部分都经受物理层序列控制部分(物理序列控制(PhySequeneControl))的集中式控制。

在基带部分的发射电路中，扩展调制部分直接扩展从对应于通信协议的上一层的MAC层控制部分发送的发射信号，并且将扩展信号发送至在RF部分内的发射电路。以下将会给出基带部分的接收电路内信号处理的详细描述。

B.信号格式和前同步模式

图4示意性地示出了用于无线发射的信号的格式结构的一个示例。

如图4所示，发射信号包括前同步(Preamble)段，用于执行信号检测和同步的处理；物理(PHY)头部段，在其中描述了PHY层的控制信息；和有效载荷(Payload)段。有效载荷断可被进一步分为MAC头部段和MAC有效载荷段，这些不直接涉及本发明的要点；因此，在这里省略对它们的描述。

前同步段包括短码模式(扩展序列)，每个由128个码片构成。在此实施例中，准备了两个具有良好自相关性质的短码模式A和B。

模式B在前同步段的首部被重复多次，它用作用于稳定AGC增益的区域。在图4所示的示例中，重复模式B三次用于AGC，并且只需在允许AGC变得稳定的周期内确保相关区域。

此外，在用于AGC的区域之后，重复用于传播测量的训练模式五次以进行安排，它由模式A的10个码元构成。

此外，在训练模式之后，安排用于前同步末端检测的模式，它包括七个模式B。

然而，本发明的要点不仅限于图4中示出的格式结构，并且可以在需要时改变构成每一模式的参数值。

C.接收信号处理

图5示出了图3中所示的接收电路的更详细的结构。基带部分中的接收电路包括传播测量部分(信道测量(Channel Measure))，用以测量传播信道的延迟分布；前同步末端检测部分(前同步末端检测(PreambleEndDetect))，用以检测前同步信号的末端；以及RAKE组合部分，用以RAKE组合多径信号的能量并且解调该信号。每个功能部分都经受物理层序列控制部分(物理序列控制(PhySequeneControl))的集中式控制。

在以下的描述中，假定RF部分的载频是4GHz，用于A/D转换的采样速率(即码片速率)是1GHz，并且基带部分的时钟频率是125MHz。

基带部分的时钟频率是码片速率的整数因数，并且是从处理中可行的运行速度中选取的。在此实施例中，125MHz的时钟频率对应于1GHz码片速率的八分之一。常规扩频(SS)系统的接收器能够以与码片速率相同的时钟频率来操作基带。然而，对于UWB系统，使用与码片速率相同的时钟频率会导致过度的功耗；因此，使用码片速率的整数因数。

C-1.传播测量部分的处理

通过用4GHz载频和具有90度相位差的频率的正交检测，在RF部分接收到的前同步信号被分成I轴和Q-信号，它们由A/D转换器转换成数字信号，并且将其输入到传播测量部分(信道测量(Channel Measure))用以测量传播信道的延迟分布。

常规扩频(SS)系统的接收器能够以与码片速率相同的时钟频率来操作基带。在此情况下，能够通过滑动相关来执行传播测量。然而，对于UWB系统，使用与码片速率相同的时钟频率会导致过度的功耗；因此，如上所述，使用码片速率的整数因数作为基带部分的时钟频率。这样，就不能通过滑动相关来执行传播测量。

为此，在此实施例中，传播测量部分解扩每个短码，以执行传播测量。要测量的周期如下：短码码片数128×码片速率1ns＝128ns。

此外，测量的分辨率选为250ps(＝1/4GHz)，它是对应于4-GHz载频的周期。这样关于1-ns码片速率就有四个测量点，其每一个都具有250ps的相位差。相应的测量点被称为片内相位点0/4、1/4、2/4、3/4。

将给出用于传播测量部分内的片内相位的测量过程的详细描述。该传播测量部分响应于来自物理层序列控制部分的传播测量命令(MeasureControl(测量控制))来测量传播信道。

首先，传播测量部分测量片内相位点0/4。它测量128-ns的周期，即，在0.64μs(基带的80个时钟)中的128个点。在完成点0/4之后，传播测量部分从128个点中选出预定数量(N)的更高信号电平路径，并且将相应的位置(BigPathIndex(大路径索引))以及能量值(BigPathEnengy(大路径能量))输出至物理层序列控制部分。

在接收了点0/4的测量结果之后，物理层序列控制部分输出相移命令(PhaseShift)至RF部分。RF部分响应于该相移命令，将片内相位由0/4切换至2/4。

接下来，传播测量部分响应于来自物理层序列控制部分的传播测量命令(MeasureControl)测量片内相位点2/4。它测量128-ns的周期，即，在0.64μs(基带的80个时钟)中的128个点。在完成点2/4之后，传播测量部分从128个点中选出预定数量(N)的更高信号电平路径，并且将相应的位置(BigPathIndex)以及能量值(BigPathEnengy)输出至物理层序列控制部分(与上述相同)。

在此时间点，传播测量部分完成了片内相位点0/4和2/4的第一次测量。从此点向前，传播测量部分重复相同的测量，并且获取测量结果的移动平均，从而改善了测量值的S/N比。

图6例示了其中传播测量部分对128-ns的周期在片内相位点0/4与2/4处测量能量值的图解。在图6中，片内相位点0/4和2/4各自的128个测量点被交替安排在128-ns的周期内。此外，传播测量部分在片内相位0/4和2/4处按信号电平的降序顺序选择各自的N条路径(在图6的示例中N＝5，即Max 0至Max 4)，并且将位置(索引)和能量值输出至物理层序列控制部分。

C-2.前同步末端检测部分的处理

在接收到信号之后，物理层序列控制部分完成传播测量，并且将具有最大已检测能量的路径的位置(索引)传给前同步末端检测部分。在图6的例子中，将索引2作为位置信息传递。

前同步末端检测部分检测指示关于此最大路径的前同步码末端的信号，并且把该值(PreambleEndDetectDecisionValue(前同步末端检测决策值))返回给物理层序列控制部分。

与上述前同步末端检测处理并行的是，物理层序列控制部分从传播测量部分获取与已检测路径位置(索引)有±2/4片内相位差的复幅值。因为图6的例子产生如图7所示的复幅值，因此该传播测量部分发送(1，2，2)、(2，3，3)、(4，5，5)、(6，7，7)和(124，125，125)至物理层序列控制部分。如随后所述，使用这些复幅值，以通过内插获取在位移±1/4的片内相位处，即在点1/4和3/4处的振幅。

C-3.内插

物理层序列控制部分移除应用于前同步码的训练模式的影响，该前同步码包括在传播路径复幅值的测量数据内，该复幅值关于片内相位点0/4和2/4处的各自的N条路径，是从传播测量部分接收的。在那以后，物理层序列控制部分在从已测量点位移±1/4的点处，即，在片内相位点1/4和3/4处，内插该复幅值。对所内插的值的使用与只使用在片内相位点0/4和2/4处的测量值相比，可以改善前同步末端检测的准确度。

使用由传播评估部分检测的路径的复幅值以及从已检测位置位移±2/4相位的位置处的复幅值进行该内插。图8示出了内插图。假定已检测路径的幅值是M_max，并且从已探测位置位移±2/4相位的位置处的测量值分别是M_-2/4和M_+2/4，则内插值I₁和I₂可由以下方程式获取：

I₁＝a/b×(M_-2/4+M_max)

I₂＝a/b×(M_max+M_+2/4)

其中，a和b是整数，并且被设为逼近振幅曲线同时便于硬件结构的数值。在此实施例中，所选数值如下：a＝9或10，b＝16。

图9示出了其中基于如图6所示的片内相位点0/4和2/4处的测量值，在128-ns周期内在片内相位点1/4和3/4处内插的幅值图。

在从片内相位0/4、1/4、2/4、3/4找出最优相位后，物理层序列控制部分发送用于改变码片定时的命令至RF部分，用以使接收电路适应该相位。

C-4.RAKE组合部分

现在，可以指出多径衰落是无线信号发送和接收中的一个问题。此现象如下产生。无线电波在建筑物和其他物体上发生反射，并且经由不同的路径到达接收侧。来自不同方向的无线电波互相干扰以扰乱接收信号。

RAKE接收意味着多个无线电波的接收。解扩过程将预期信号从接收信号中分离出来，该接收信号优经由多径传播信道叠加的多个延迟波组成。统一分散的信号功率。因为直接序列扩频借助解扩提供拆分时间的效果，因此通过将时间和相位对齐，使用该效果来组合沿着分开路径的信号。例如，依照路径的S/N比提供权重用以最大比例组合。RAKE接收能够有效地按时间顺序将分散信号功率组合成预期的结果。

在此实施例中，在由上述处理检测到前同步末端之后，数据的主体(即PHY头部与有效载荷)到达。依照此定时，物理层序列控制部分设置各自的传播信道复幅值以及RAKE组合部分中N条路径的扩展速率，以开始RAKE组合处理。RAKE组合部分的输出的I轴分量(接收码元)变为解调数据。

D.传播测量部分

本文将详细描述传播测量部分。

常规扩频(SS)系统的接收器能够以与码片速率相同的时钟频率操作基带，并且通过滑动相关来执行传播测量。然而，对于UWB系统，使用与码片速率相同的时钟频率会导致过度的功耗；因此，如上所述，使用码片速率的整数因数作为基带部分的时钟频率。这样，传播测量部分解扩每个短码以执行传播测量。

传播测量部分每隔1ns的A/D采样周期测量128个点，该采样周期对应于由128个码片构成的扩展短码的片内相位0/4。假设信号接收周期对于传播信道的时间变化足够短。这样，可认为多径级别在接收期间接近恒定。

因为使用了由128个码片构成的扩展短码，所以1个点需要128次解扩计算。由于码片速率是1ns(＝1/1GHz)，需要128ns来执行该解扩计算。这对应于16个基带时钟。

在此情况下，从提高速度的观点看，理想的是在传播测量部分实现128个解扩器并且并发地操作解扩器。即，128个解扩器的每一个位移一个码片，并且并发地处理各自的点上的128次解扩计算。图10示出此处理过程。从第一点的解扩计算的开始到第128点的解扩计算的开始耗时128ns，并且每个点的解扩计算需要128ns，所以需要256ns来测量如图10所示的128个点。

然而，在电路规模和电路功耗方面，在传播测量部分实现对相应于扩展短码的码片数的128个解扩器是不利的。

本发明的发明人考虑到速度提高、电路规模和功耗之间的折衷，并行排列了比扩展短码码片数目少的解扩器，并且允许传播测量部分以时分方式几次使用解扩器并在所有码片上执行解扩计算。

例如，扩展短码的码片数的整数因数，尤其是对应于四分之一的32个解扩器，被并行排列并且以时分方式使用四次，从而测量128个点(＝32个解扩器×4次)。图11示出了这一处理过程。

在这种情况下，因为从第一点的解扩计算的开始到第32点的解扩计算的开始耗时32ns，并且每个点的解扩计算需要128ns，所以每次解扩计算耗时160(＝32+128)ns。这以时分方式重复四次，所以如图11所示，需要640ns(＝160ns×4次)来测量128个点。

如图11所示，在并行排列32个解扩器并且将128个码片划分为4块来以时分方式执行传播测量的情况下，物理层序列控制部分向传播测量部分通知每个块的测量开始触发以及测量点的位置，从而完成此操作。图12示出了操作顺序，其中物理层序列控制部分控制传播测量部分的传播测量。

如上所述，需要640ns(＝160ns×4次)来完成对应于片内相位0/4的扩展短码的128个点。响应于该操作，物理层序列控制部分向RF部分输出一控制信号PhaseShift，用于使AD采样相位位移180度，以将片内相位位移2/4。随后，传播测量部分开始对应于片内相位2/4的128个点的传播测量。位移量是0.5ns，它等于码片速率的一半。

在此时间点，传播测量部分已经完成了片内相位点0/4和2/4处的第一测量。其结果是，测量是在128ns的周期内使用对应于码片速率一半(等于双倍过采样)的0.5ns采样周期来执行的。该测量需要1.28μs(＝640ns×2次)。

从此点向前，传播测量部分重复同一测量，并且获取测量结果的移动平均，从而改善了测量值的S/N比。图13示意性地示出了此情况下的测量顺序。在片内相位0/4或2/4处，传播测量部分重复一组128个点的测量，并且将每组测量结果存储在存储器内。此外，传播测量部分从存储器中读出第(k-3)到第k个测量结果，并且获取这些测量结果的移动平均，从而改善了S/N比。

在此之后，物理层序列控制部分在从已测量点位移±1/4的点处，即，在片内相位点1/4和3/4处，内插该复幅值。已内插值的使用与只使用在片内相位点0/4和2/4处的测量值相比可以改善前同步末端检测的准确度。因为内插方法与前述相同，此处省略对它的描述。

图14示出了在此情况下的传播测量顺序。如图14所示，将由128个码片构成的扩展短码以时分方式划分成每个32比特，并且用4次测量操作完成128个点的测量。这些测量是在片内相位0/4和2/4处执行的，并且作为一个整体，用所需的1.28μs时间完成了一组测量。

E.传播测量部分的电路结构

如在上文D之前所述，因为根据本发明的实施例的传播测量部分使用码片速率的整数因数作为基带部分的时钟频率，因此传播测量部分解扩每个短码以执行传播测量。考虑到速度提高、电路规模和功耗之间的折衷，并行排列对应于四分之一的32个解扩器，并且以时分方式使用四次，从而测量128个点(＝32个解扩器×4次)。

图15示出了传播测量部分电路结构。如图15所示，传播测量部分包括延迟线电路，用于缓冲来自RF电路的并行接收信号并且以时间顺序将其转换为串行信号；32个解扩电路和累加电路，它们被分为8组，每组4个；选择器电路，用于选择8组解扩器和累加器的输出；舍入电路，用于舍入解扩器和累加器的所选输出值；移动平均电路，用于执行移动平均计算；以及存储器，用于存储该计算前后的值；能量计算电路，用于计算接收信号的能级；路径检测电路，用于对能级进行分类并且输出所分类的能级及其位置信息；以及控制电路，用于控制这些电路。

在图15所示电路结构中，32个解扩电路和累加电路被分为8组，每组4个。在下文中这些组被称为“簇(cluster)”。

传播测量部分的内部操作将参考图15在下文详尽描述。

在RF部分，收到的信号由A/D转换器以1-GHz采样速率采样。串行-并行转换器将采样的I轴和Q轴信号转换成每8个采样点一组的并行信号，把它们传送至基带部分。

在基带部分，延迟线电路将8个采样点一组的并行接收信号的I轴和Q轴分量分别转换为104个采样点的串行信号，从该串行信号中，以每12个采样点4次定时获得4个并行信号，每一并行信号有8个采样点。

图16示出了延迟线电路的内部结构。将参考图16更具体地描述上述操作。在串行数据中，选择以下数据作为簇0的输入。这些是簇0中的四个解扩器的输入。

^*5-12的8个采样点，^*6-13的8个采样点，^*7-14的8个采样点，^*8-15的8个采样点

此外，簇1的输入在与簇0的输入相隔12个采样点的位置处开始，选择以下数据。

^*17-24的8个采样点，^*18-25的8个采样点，^*19-26的8个采样点，^*20-27的8个采样点

从此点向前，以同样的方式，来自串行数据的每个簇的输入是每隔12个采样点选择的。

接下来，将参考图17描述解扩器和累加器(解扩器/累加器(Despreader/Accumulator))。如上所述，32个解扩器和累加器被分为8组，每组4个。这些组称作“簇”。使用此结构，用于32个点的传播测量以4个点×8个簇的形式测量。

解扩器在每个基带时钟对8个码片执行解扩计算。即，一个解扩电路在每个时钟执行的解扩计算等于并行输入信号的数目。

累加器累加计算值。执行此计算16次(16个时钟)可解扩1/128。

上述过程在一个簇中的四个的解扩器和累加器的每一个上并发执行。即，从一个簇，每16个时钟准备好用于4个点的解扩计算结果的1/128。

控制8个簇，使其每一个以2个位移来操作。使用此方法，各个簇轮流每2个时钟输出计算结果。

来自各个簇的输出是由选择器电路(ClusterOutputSelector(簇输出选择器))每两个时钟来选择的。图18示出了选择器电路的控制顺序图。

即，选择从各簇所得的计算结果并且仅在16个时钟的周期内输出。假定用于传播测量的短码码片数目是A，并且解扩部分每个时钟执行的解扩和累加计算的码片数(输入位宽)是B，则选择控制周期(16个时钟)使其为A÷B[时钟]的关系。在此实施例中，短码码片数是128个码片，并且解扩器在每个基带时钟为8个码片执行解扩计算；因此，A÷B＝128÷8＝16。

上述结构能够使用少数电路元件来有效地进行传播测量计算。

由选择器电路选择的计算结果(传播测量结果)由舍入电路(RoundLimit(舍入限制))舍入并且经受移动平均处理以改善S/N比。在图15中示出的结构中，执行四次移动平均。它被配置为如图19所示地使用存储器，并且如以下方程式和图20中所示的等效处理在同一测量点处执行。

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在存储器中，考虑到125MHz的周期，使用多个并行数据以及4点×I/Q作为一个字。图21示出了用于存储传播测量数据的存储器映象的结构示例。

此外，图22示出了用于存储移动平均数据的存储器映象的结构示例。传播测量部分在片内相位0/4和2/4的各自情况下并发地计算移动平均以及测量数据的能量值，并且找出128个点中的8个点处的最大能量值和它们的点(索引)。在完成了片内相位0/4和2/4的各自情况下的128个点中的最大值的检测之后，把结果传送至物理层序列控制部分。

物理层序列控制部分使用此信息来执行信号检测。如果完成了信号检测，则传播测量部分停止操作。

本发明是参考特定的实施例来详细描述的。本领域的技术人员还可以理解，在此实施例中可以做出各种改变和修改，而不偏离其精神和范围。

本说明书已经描述了在应用频谱扩展和超宽带通信情况下的本发明的一个主要实施例。但是，本发明的精神和范围不仅限于此。毋须多言，用于执行常规频谱扩展的通信系统也能以相同的方式实现本发明。

即，本发明是以示例的形式公开的。不应限制性地解释说明书的内容。为了理解本发明的要点，应该考虑所附权利要求书。