开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法

摘要

本发明涉及能改变携带电话等使用的输出电压的开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法。当从实行PFM控制的轻负载驱动模式移到实行PWM控制的通常驱动模式场合，控制电路10在实行PFM控制状态下，使得输出电压从所设定电压Vo1上升到所设定电压Vo2，经过对于输出电压从Vo1上升到Vo2所需要的充分时间T1后，从PFM控制切换为PWM控制。能提供当从轻负载驱动模式移到通常驱动模式时，即使提高输出电压也不会发生突峰的开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法。

说明书

技术领域

本发明涉及能改变携带电话等使用的输出电压的开关调整器(switching regulator)，更详细地说，涉及开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法，当提高输出电压时减少输出电压产生的突峰量。

背景技术

近年，在环境对策上要求节能。在携带电话或数字式照相机等使用电池的设备中，从延长电池寿命角度考虑，也增加了减少设备内消耗电力的重要性。因此，广泛使用高效、能小型化的、使用电感线圈的非绝缘型的降压型开关调整器(以下简记为“开关调整器”)作为电源电路。但是，开关调整器虽然在定额负载下具有高效率，但是由于开关调整器本身的消耗电流比较大，当设备处于待机状态或睡眠模式等轻负载驱动模式场合，效率明显低下。

于是，为了在轻负载驱动模式时提高效率，提出了以下方法：在轻负载驱动模式中，从脉冲宽度调制(pulse width modulation，以下简记为“PWM”)控制切换为脉冲频率调制(pulse frequency modulation，以下简记为“PFM”)控制，降低开关频率，减少在开关调整器所消耗的电力，例如，可以参照特开2002-300774号公报(以下简记为“专利文献1”)。

图4是表示这种开关调整器一例的电路图。在图4中，开关调整器100设有PWM控制电路101，PFM控制电路102，受PWM控制电路101驱动的开关元件103，受PFM控制电路102驱动的开关元件104。

在图4中，标号BAT表示电源，La表示电感线圈，Da表示二极管，Ca表示电容器，LO表示负载电阻，Ra，Rb表示输出电压检测用电阻，107表示参考电压发生器，106表示误差放大电路，105表示振荡电路。

通常动作时，PFM控制电路102停止动作，PWM控制电路101动作，控制导通或断开开关元件103，当轻负载驱动模式时，PWM控制电路101停止动作，PFM控制电路102动作，控制导通或断开开关元件104。

PWM控制时使用的开关元件103，流过电流大，因此，元件尺寸大，以便使得导通电阻小，由于元件尺寸大，栅电容变大。

供给负载的电流(以下简记为“负载电流”)大场合的开关调整器效率损失中，由于开关元件的导通电阻所引起的损失占大半，负载电流小场合，由于开关元件的栅电容充放电所引起的损失占大半。

因此，PFM控制时使用的开关元件104，使得元件尺寸小，导通电阻大，但栅电容变小，提高开关调整器效率。

但是，使得开关调整器的输出电压可变更，根据电压设定信号将输出电压从低电压变更为高电压场合，如图5所示，存在输出电压发生突峰电压问题。当变更输出电压同时，将开关元件从导通电阻大变更为小的场合，该突峰电压变得更大。

所谓负载电流小的轻负载驱动模式，大多是指使用开关调整器100作为动作用电源的CPU等负载电路停止动作状态，例如所谓睡眠模式或待机状态。在这种轻负载驱动模式中，负载电路的动作电压大多比通常驱动模式的动作电压小，一般，降低开关调整器的输出电压，使得负载电流更小。

但是，从这种轻负载驱动模式移到通常驱动模式场合，将开关调整器的控制模式从PFM控制切换成PWM控制同时，将输出电压从低电压变更为高电压，如上所述，输出电压发生大的突峰，CPU或其它电路恐怕会发生不良状态。

发明内容

本发明就是为解决上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，提供当从轻负载驱动模式移到通常驱动模式时，即使提高输出电压也不会发生突峰的开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法。

为了实现上述目的，本发明提出以下方案：

(1)一种开关调整器，将输入到输入端的输入电压变换成所设定的定压，从输出端向负载输出，其特征在于：

该开关调整器包括：

第一开关元件，根据输入到控制极的控制信号进行开关，实行上述输入电压的输出控制；

第二开关元件，与上述第一开关元件相比，导通电阻大，控制极的电容小，根据输入到控制极的控制信号进行开关，实行上述输入电压的输出控制；

控制切换电路部，根据动作模式，对上述第一开关元件及第二开关元件，分别实行PWM控制，或者仅仅对第二开关元件实行PFM控制；

将实行上述PFM控制，且从上述输出端的输出电压成为所设定的第一电压Vo1称为第一动作模式，将实行上述PWM控制，且从上述输出端的输出电压成为比第一电压Vo1大的第二电压Vo2称为第二动作模式，当从上述第一动作模式移到第二动作模式时，上述控制切换电路部实行上述PFM控制，且使得从上述输出端的输出电压从第一电压Vo1上升到第二电压Vo2，该输出电压开始上升后经过所设定时间T1后，从上述PFM控制切换为PWM控制。

(2)在上述(1)的开关调整器中，其特征在于：

设有伪负载，作为流过所设定电流的模拟负载；

上述控制切换电路部经过所设定时间T1后，在所设定时间T2期间，使得该伪负载与上述输出端连接。

(3)在上述(1)的开关调整器中，其特征在于：

上述控制切换电路部包括：

PWM控制电路部，对第一开关元件实行PWM控制；

PFM控制电路部，对第二开关元件实行PFM控制；

切换电路部，对来自上述PWM控制电路部及PFM控制电路部的各控制信号，实行向上述第二开关元件的控制极的输出控制；

控制电路部，分别实行上述PWM控制电路部，PFM控制电路部及切换电路部的动作控制；

第一动作模式时，控制电路部停止PWM控制电路部动作，同时，对切换电路部，使得来自PFM控制电路部的控制信号排他地输出到第二开关元件，第二动作模式时，控制电路部使得PWM控制电路部动作，同时，对切换电路部，使得来自PWM控制电路部的控制信号排他地输出到第二开关元件，从第一动作模式移到第二动作模式时，停止PWM控制电路部动作，同时，对切换电路部，在使得来自PFM控制电路部的控制信号排他地输出到第二开关元件状态下，使得输出电压从第一电压Vo1上升到第二电压Vo2，该输出电压开始上升后，经过所设定时间T1后，使得PWM控制电路部动作，同时，对切换电路部，使得来自PWM控制电路部的控制信号排他地输出到第二开关元件。

(4)在上述(3)的开关调整器中，其特征在于：

设有伪负载，作为流过所设定电流的模拟负载；

上述控制电路部经过所设定时间T1后，在所设定时间T2期间，使得该伪负载与上述输出端连接。

(5)在上述(1)-(4)中任一个的开关调整器中，其特征在于，上述第一动作模式与第二动作模式相比，流过上述负载的电流小。

(6)在上述(1)-(5)中任一个的开关调整器中，其特征在于，上述第一电压Vo1和第二电压Vo2的电压差越大，上述控制切换电路部使得上述所设定时间T1越长。

(7)在上述(4)的开关调整器中，其特征在于，上述第一开关元件，第二开关元件，PWM控制电路部，PFM控制电路部，切换电路部，以及伪负载集成在一个IC中。

(8)一种开关调整器的输出电压切换方法，开关调整器将输入到输入端的输入电压变换成所设定的定压，从输出端向负载输出，其特征在于：

该开关调整器包括：

第一开关元件，根据输入到控制极的控制信号进行开关，实行输入电压的输出控制；

第二开关元件，与上述第一开关元件相比，导通电阻大，控制极的电容小，根据输入到控制极的控制信号进行开关，实行输入电压的输出控制；

根据动作模式，对上述第一开关元件及第二开关元件，分别实行PWM控制，或者仅仅对第二开关元件实行PFM控制；

将实行上述PFM控制，且从上述输出端的输出电压成为所设定的第一电压Vo1称为第一动作模式，将实行上述PWM控制，且从上述输出端的输出电压成为比第一电压Vo1大的第二电压Vo2称为第二动作模式，当从上述第一动作模式移到第二动作模式时，实行上述PFM控制，且使得从上述输出端的输出电压从第一电压Vo1上升到第二电压Vo2，该输出电压开始上升后经过所设定时间T1后，从上述PFM控制切换为PWM控制。

(9)在上述(8)的开关调整器的输出电压切换方法中，其特征在于：

开关调整器设有伪负载，作为流过所设定电流的模拟负载；

经过上述所设定时间T1后，在所设定时间T2期间，使得该伪负载与上述输出端连接。

下面说明本发明的效果。

如上所述可知，按照本发明的开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法，将实行PFM控制，且从输出端的输出电压成为所设定的第一电压Vo1称为第一动作模式，将实行PWM控制，且从输出端的输出电压成为比第一电压Vo1大的第二电压Vo2称为第二动作模式，当从上述第一动作模式移到第二动作模式时，实行上述PFM控制，且使得从上述输出端的输出电压从第一电压Vo1上升到第二电压Vo2，该输出电压开始上升后经过所设定时间T1后，即输出电压达到第二电压后，从上述PFM控制切换为PWM控制。这样，能防止输出电压发生突峰。

另外，上述所设定时间T1经过后，即从上述PFM控制切换为PWM控制后所设定时间T2期间，使得伪负载与输出端连接，因此，切换为PWM控制后，即使流过负载的电流不马上增加场合，也能稳定地实行PWM控制。

再有，由于分别采用适于PFM控制和PWM控制的开关元件，在PFM控制和PWM控制中，能提高效率。

附图说明

图1表示本发明第一实施例的开关调整器构成例；

图2A-2B表示从轻负载驱动模式移到通常驱动模式时的动作例的时间图；

图3是表示图1控制电路10的动作例的流程图；

图4是表示以往的开关调整器例的电路图；

图5表示图4的输出电压的波形例。

具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明。

第一实施例

图1表示本发明第一实施例的开关调整器构成例。

在图1中，在开关调整器1中，输入电压Vdd从直流电源BAT输入到作为输入端的IN端，从该输入电压Vdd生成预定电压，作为输出电压Vo从输出端OUT输出到负载20。

开关调整器1设有第一开关元件M1，同步整流用的开关元件M1a，构成平滑电路的电感线圈L1及电容器C1，输出电压检测用的电阻R1，R2。上述第一开关元件M1由P沟道金属氧化物半导体(P-channel metaloxide semiconductor，以下简记为“PMOS”)晶体管构成，实行用于对输入电压Vdd进行输出控制的开关动作，上述开关元件M1a由N沟道金属氧化物半导体(N-channel metal oxide semiconductor，以下简记为“NMOS”)晶体管构成，上述电阻R1，R2对输出电压Vo进行分压，生成分压电压VFB输出。

另外，开关调整器1设有参考电压产生电路2，误差放大电路3，PWM控制电路4。上述参考电压产生电路2生成与输入的电压设定信号VS相对应的参考电压Vref，上述误差放大电路3比较上述分压电压VFB和参考电压Vref，输出与比较结果相对应的输出信号Err，上述PWM控制电路4根据上述误差放大电路3的输出信号Err，对第一开关元件M1以及同步整流用的开关元件M1a实行PWM控制，实行第一开关元件M1及同步整流用开关元件M1a的开关控制。

再有，开关调整器1设有第二开关元件M2，PFM控制电路5，振荡电路(OSC)8。上述第二开关元件M2由PMOS晶体管构成，实行输入到IN端的输入电压Vdd的输出控制，其比第一开关元件M1的晶体管尺寸小；上述PFM控制电路5根据上述误差放大电路3的输出信号Err，对第二开关元件M2实行PFM控制；上述振荡电路8生成所设定频率的三角形波信号TW，分别向PWM控制电路4及PFM控制电路5输出。上述第二开关元件M2比第一开关元件M1的导通电阻(ON-resistance)大，比第一开关元件M1的栅电容(gate capacitance)小。

开关调整器1设有第一开关SW1，根据用于指示动作模式切换的切换信号FWS，使得从上述PWM控制电路4向第一开关元件M1输出的信号PD以及从PFM控制电路5输出的信号Spf中某一方，向第二开关元件M2的栅极输出。

开关调整器1设有过流保护电路6，检测流向电感线圈L1的电流，检测该电流是否超过所设定值成为过流，若检测到成为过流，则对PWM控制电路4，分别使得第一开关元件M1及同步整流用开关元件M1a断开。

再有，开关调整器1设有伪负载(dummy load)7，第二开关SW2，控制电路10。伪负载7是模拟负载，流过所设定的电流；第二开关SW2实行该伪负载7向输出端OUT的连接控制；控制电路10根据所设定的顺序分别生成电压设定信号VS及切换信号FWS，DLS输出。参考电压产生电路2，误差放大电路3，PWM控制电路4，PFM控制电路5，振荡电路8，电阻R1，R2，第一开关SW1，第二开关SW2，控制电路10构成控制切换电路部。参考电压产生电路2，误差放大电路3，PWM控制电路4，振荡电路8，电阻R1，R2构成PWM控制电路部；参考电压产生电路2，误差放大电路3，PFM控制电路5，振荡电路8，电阻R1，R2构成PFM控制电路部；第一开关SW1构成切换电路部；控制电路10及第二开关SW2构成控制电路部。

另一方面，PWM控制电路4设有PWM电路11以及驱动电路12。PWM电路11从误差放大电路3的输出信号Err以及来自振荡电路8的三角形波信号TW，生成用于实行PWM控制的脉冲信号Spw。上述驱动电路12根据来自PWM电路11的脉冲信号Spw，分别生成用于实行第一开关元件M1的开关控制的控制信号PD，以及用于实行同步整流用开关元件M1a的开关控制的控制信号ND，进行驱动。

在开关调整器1中，除电感线圈L1，电容器C1及控制电路10的各部分集成在一个集成电路(IC)，该IC设有IN，LX，ECO，FB，GD各端，IN端构成开关调整器1的输入端，GD端与接地电压连接。

直流电源BAT连接在IN端和GD端之间，输入电压Vdd从该直流电源BAT输入到IN端。负载20连接在输出端OUT和接地电压之间。第一开关元件M1和第二开关元件M2并联连接在IN端和LX端之间，同步整流用开关元件M1a连接在LX端和接地电压GND之间。电感线圈L1连接在LX端和输出端OUT之间，电容器C1连接在输出端OUT和接地GND之间。电感线圈L1和电容器C1的连接部，即输出端OUT与FB端连接，电阻R1，R2的串联电路连接在FB端和接地GND之间。

电阻R1，R2的连接部与误差放大电路3的反相输入端连接，参考电压Vref输入误差放大电路3的非反相输入端。误差放大电路的输出信号Err分别输出到PFM控制电路5和构成PWM电路11的比较器的反相输入端，来自振荡电路OSC的三角形波信号TW分别输出到PFM控制电路5和构成PWM电路11的比较器的非反相输入端。来自PWM电路11的脉冲信号SpW输出到驱动电路12，从PFM控制电路5输出的脉冲信号Spf输出到第一开关SW1的PFM端。

驱动电路12将用于实行第一开关元件M1的开关控制的控制信号PD分别输出到第一开关元件M1的栅极以及第一开关SW1的PWM端，将用于实行同步整流用开关元件M1a的开关控制的控制信号ND输出到同步整流用开关元件M1a的栅极。

第一开关SW1的COM端与第二开关元件M2的栅极连接，过流保护电路6监视流过LX端的电流，将监视结果向驱动电路12输出。来自控制电路10的切换信号FWS分别输入PFM控制电路5，过流保护电路6，PWM电路11，驱动电路12，第一开关SW1。第二开关SW2和伪负载7串联连接在FB端和接地GND之间，来自控制电路10的切换信号DLS输入第二开关SW2。第二开关SW2根据切换信号DLS实行开关。

在这种构成中，切换信号FWS是用于对通常驱动模式和轻负载驱动模式进行切换的信号，上述轻负载驱动模式比通常驱动模式消耗电流小。控制电路10测定流过负载20的电流，当该电流成为所设定电流以下场合，输出切换信号FWS，以便切换成轻负载驱动模式，也可以在内部设置开关调整器1的设备移到待机状态时，输出切换信号FWS。在本实施例中，轻负载驱动模式称为第一动作模式，通常驱动模式称为第二动作模式。

先说明切换信号FWS选择通常驱动模式场合。这种场合，PFM控制电路5停止动作，同时，断开在PFM控制电路5消耗的电流，或者使其成为最小。同时，PWM电路11，驱动电路12，以及过流保护电路6分别动作，开关调整器1作为同步整流方式的开关调整器动作。第一开关SW1进行切换，使得COM端与PWM端连接，来自驱动电路12的控制信号PD输入第二开关元件M2的栅极。

这样，第一开关元件M1以及第二开关元件M2分别实行开关动作，第一开关元件M1以及第二开关元件M2导通时，电流供给电感线圈L1。这时，同步整流用开关元件M1a断开。若第一开关元件M1以及第二开关元件M2分别断开，则同步整流用开关元件M1a导通，蓄积在电感线圈L1中的能量通过同步整流用开关元件M1a释放。这时所产生的电流在电容器C1被平滑，从输出端OUT输出到负载20。

从输出端OUT输出的输出电压Vo在输出电压检测用电阻R1和R2被分压，分压电压VFB输入到误差放大电路3的反相输入端。参考电压Vref输入误差放大电路3的非反相输入端，于是，分压电压VFB与参考电压Vref的电压差在误差放大电路3被放大，输出到PWM电路11的反相输入端。来自振荡电路OSC的三角形波信号TW输入PWM电路11的非反相输入端，PWM电路11将受到PWM控制的脉冲信号Spw输出到驱动电路12。

若开关调整器1的输出电压Vo变高，则误差放大电路3的输出信号Err的电压低下，PWM电路11的脉冲信号Spw的占空因数变小。结果，控制为第一开关元件M1以及第二开关元件M2导通时间变短，开关调整器1的输出电压Vo低下。若开关调整器1的输出电压Vo变小，则实行与上述相反的动作，结果，控制为开关调整器1的输出电压Vo成为一定。

过流保护电路6对第一开关元件M1以及第二开关元件M2导通期间各开关元件M1，M2的电压降低与所设定电压进行比较，若电压降低超过所设定电压场合，输出所设定的信号，停止驱动电路12动作。若驱动电路12动作停止，则使得控制信号PD成为高电平，同时，控制信号ND成为低电平，分别断开第一开关元件M1，同步整流用开关元件M1a，第二开关元件M2。因此，从输出端OUT停止供给输出电流。

下面说明切换信号FWS选择轻负载驱动模式场合。这种场合，PFM控制电路5动作，PWM电路11，驱动电路12，以及过流保护电路6分别停止动作，同时，断开各电路消耗电流，或者使其成为最小。第一开关SW1进行切换，使得COM端与PFM端连接，来自PFM控制电路5的被PFM控制的脉冲信号Spf输入第二开关元件M2的栅极。第二开关元件M2根据来自PFM控制电路5的脉冲信号Spf实行开关动作。这时，驱动电路12停止动作，因此，同步整流用开关元件M1a保持断开状态。这样，蓄积在电感线圈L1中的能量通过二极管D1释放，该二极管D1寄生在同步整流用开关元件M1a的源极-漏极之间。

这里，参照图2时间图以及图3流程图，说明从轻负载驱动模式移到通常驱动模式时的动作。图2的S1-S7与图3的S1-S7相对应。

在步骤S1，由于是轻负载驱动模式，因此，控制电路10对参考电压产生电路2，以电压设定信号VS设定参考电压Vref的电压值，以便使得输出电压Vo成为定压Vo1。并且，控制电路10以切换信号FWS使得开关调整器1实行PFM控制，以切换信号DLS使得第二开关SW2断开，成为断路状态。

在步骤S2，在解除轻负载驱动模式前，控制电路10对参考电压产生电路2，以电压设定信号VS设定参考电压Vref的电压值，使得输出电压Vo从定压Vo1上升到定压Vo2。因此，如图2所示，输出电压Vo从定压Vo1开始上升到定压Vo2。接着，在步骤S3，控制电路10在输出电压Vo确实上升到定压Vo2期间即所设定时间T1待机。该所设定时间T1可以是固定值，也可以根据定压Vo1与定压Vo2之差变更。

若经过上述所设定时间T1，则控制电路10在步骤S4，输出切换信号FWS，使得开关调整器1从PFM控制切换为PWM控制，将开关调整器1的动作模式变更为PWM控制。同时，控制电路10输出切换信号DLS，导通第二开关SW2，使其成为导通状态。因此，导通第二开关SW2，伪负载7连接在输出端OUT和接地GND之间。

这里，说明一下连接伪负载理由。

使得开关调整器1从PFM控制切换为PWM控制时，负载20还没有成为通常驱动模式动作，流过负载20的电流还与轻负载驱动模式时一样没有变化，因此，非常小。即使是相同参考电压Vref，在PFM控制场合和PWM控制场合，输出电压Vo稍稍变化。假设PFM控制时的输出电压值比PWM控制时的输出电压值稍大一些，则切换为PWM控制后，第一开关元件M1及第二开关元件M2都截止。

如上所述，流过负载20的电流非常小，因此，输出电压Vo难以低下。因此，PWM电路11实行脉冲串振荡等异常动作，输出电压Vo的电压值不稳定。为了避免这种动作，当控制电路10移到PWM控制后，使得伪负载7与输出端OUT连接，即使PFM控制时的输出电压值比PWM控制时的输出电压值稍大一些场合，输出电压Vo马上下降，直到PWM电路11正常动作的电压值Vo2。

接着，控制电路10在步骤S5，使得第二开关SW2导通所设定时间T2，该所设定时间T2比达到正常实行PWM控制的时间长，使其成为伪负载7与输出端OUT连接的状态。这里所述“正常实行PWM控制”是指图1内的四电路的全节点稳定在稳态电位，该四电路构成的回路处于稳定动作时间。若经过所设定时间T2，则控制电路10在步骤S6，输出切换信号DLS，使得第二开关SW2截止，成为断路状态，断开伪负载7与输出端OUT的连接。这样，控制电路10结束从轻负载驱动模式移到通常驱动模式的工序，如在步骤S7所示，开关调整器1实行PWM控制，输出电压Vo切换为定压Vo2。

如上所述，本发明第一实施例的开关调整器从轻负载驱动模式移到通常驱动模式时，保持PFM控制状态，使得输出电压Vo上升到所设定的电压Vo2，输出电压Vo达到所设定电压Vo2后，切换为PWM控制，因此，能得到没有突峰的输出电压。

上面参照附图说明了本发明的实施例，但本发明并不局限于上述实施例。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。