8/6极双凸极电机的转矩脉动减小方法及其8/6极双凸极电机

摘要

一种8/6极双凸极电机的转矩脉动减小方法，将四相反串得两相，电流传感器采集绕组电流，期望正弦电流生成电路产生电流上限和电流下限经比较电路后得到绕组电流控制信号，微处理器产生四路相开关角信号，四路相开关角信号分别与两绕组电流控制信号作为与门的输入信号，与门的输出信号分别作为功率器件的门极开关信号。8/6极双凸极电机由电机和功率变换器组成，电机的四相反串成两相并与功率变换器连接，相电流由电流传感器采集并输出至绝对值电路，在绝对值电路的输出端上连有比较电路，比较电路的输入端连有正弦电流生成电路；在电机上有位置传感器，输出端分别与微处理器高速输入端连接，输出信号输至功率变换器。

说明书

                        技术领域

本发明涉及一种减小电机的转矩脉动的方法及其电机，尤其涉及一种8/6极双凸极电机的转矩脉动减小方法及其8/6极双凸极电机。

                        背景技术

双凸极电机具有结构简单可靠，容错性能好，适于高速运行等优点，美国电机专家T.A.Lipo于90年代初提出的双凸极永磁电机是一种新型电机，它在开关磁阻电机结构的基础上加装了现代高性能永磁体，因此在具备以上优点的同时，还具有功率密度高，效率高，可控参数多等优点，因此受到了众多的关注。但是由于定子和转子均采用了凸极结构，使得双凸极电机转矩存在着脉动现象，这不仅造成电机的振动和噪声，而且影响了双凸极永磁电机在速度控制系统中的低速性能和在位置控制系统中的高精度定位，极大地限制了电机的适用范围，因此需要采取措施降低双凸极永磁电机的转矩脉动。在众多方法中，最为大家熟悉且最有效的方法莫过于转子斜槽。目前，无论斜槽电机还是未斜槽电机，都是采用各相绕组分别馈电方式运行，因此，8/6极双凸极永磁电机转子斜槽后，通常仍采用此法形成四相运行方式，在这种方式下，转矩脉动得到有效降低，但是每一相绕组都需要进行电流检测、斩波限流，而且转矩脉动仍较大。

                        技术内容

本发明提供一种能够减小转矩脉动、降低成本且能简化系统的8/6极双凸极电机的转矩脉动减小方法及其8/6极双凸极电机。

本发明采用如下技术方案：

本发明所述方法如下：

一种8/6极双凸极电机的转矩脉动减小方法，8/6极双凸极电机采用斜槽电机，将斜槽电机的A相和C相、B相和D相分别进行反向串接得到相V和相W，绕组电流分别由电流传感器采集，经绝对值电路处理后得到检测电流在初始启动时，微处理器的一个脉宽调制模块占空比值T1和另一个脉宽调制模块占空比值T2均取为255，当位置传感器获得的转子位置信号组合为10时，微处理器的一个脉宽调制模块和另一个脉宽调制模块以时间t＝1/(6n)秒，n为电机的每分钟转数，为间隔调节占空比值T1和占空比值T2，经过期望正弦电流生成电路得到期望的电流上限和电流下限及另一电流上限和另一电流下限，检测电流与期望的电流上限和期望的电流下限经比较电路后得到绕组电流控制信号，检测电流与期望的电流上限和期望的电流下限经比较电路后得到另一绕组电流控制信号；微处理器分别读取由位置传感器获得的转子位置信号并分别产生四路相开关角信号，由微处理器产生的两个四路相开关角信号分别与两绕组电流控制信号一起作为与门的输入信号，该与门的输出信号分别作为组成功率变换器的功率器件的门极开关信号，受控于门极开关信号的功率器件驱动电机旋转。

本发明所述电机如下：

8/6极双凸极电机，由电机和功率变换器组成，其特征在于电机为斜槽电机，斜槽电机的A相和C相、B相和D相分别进行反向串接构成相V和相W，相V和相W分别与功率变换器连接，相V电流信号由电流传感器采集并输出至绝对值电路，在绝对值电路的输出端上连接有比较电路且与比较电路的输入端连接，在比较电路的其他输入端上连接有正弦电流生成电路且比较电路的其他输入端分别与正弦电流生成电路的两输出端连接；相W的电流信号由电流传感器采集并输出至绝对值电路，在绝对值电路的输出端上连接有比较电路且与比较电路的输入端连接，在比较电路的其他输入端上连接有正弦电流生成电路且比较电路的其他输入端分别与正弦电流生成电路的两输出端连接；在电机上设有用于采集转子位置信号的位置传感器，该位置传感器的两输出端分别与微处理器的两高速输入端连接，由微处理器产生8路相开关角信号，分别由微处理器的8个输出端输出并且分别作为8个与门的一个输入信号；由比较电路产生绕组电流控制信号作为上述8个与门中的4个与门的另一输入信号并由比较电路的输出端输至与门的另一输入端，由比较电路产生绕组电流控制信号作为上述8个与门中的另4个与门的另一输入信号并由比较电路的输出端输至与门的另一输入端，上述8个与门通过各自的输出端将门极开关信号输至组成功率变换器的各个功率器件的门极。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

本发明是以斜槽后反电势成正弦的8/6极双凸极永磁电机为基础构成的低转矩脉动的双凸极永磁电机调速系统，利用绕组反向串接后电感为恒值的特点，在反向串接绕组中馈入正弦形电流，从而获得比四相运行更小的转矩脉动。本发明不仅平均转矩能够满足负载要求，而且能够比四相运行有更小的转矩脉动，更少的电流传感器和斩波电路，由于反向串接，原先两相合成为一相，因此电流传感器数为为四相运行的一半，同时在多相运行中需要的分裂电容，也可以完全弃除，降低了成本，也降低了系统复杂程度；另外，施加正弦电流也易于实现。

                        附图说明

图1是本发明的电路框图。

图2是本发明的电路原理图。

图3是本发明正弦电流生成电路图。

图4是本发明正弦电流生成程序流程图。

图5是本发明绝对值电路电路图。

图6是本发明比较电路电路图。

图7是本发明实施例电路图。

图8是本发明绕组反向串接图

                       具体实施方式

实施例1  一种8/6极双凸极电机的转矩脉动减小方法，8/6极双凸极电机采用斜槽电机，将斜槽电机的A相和C相、B相和D相分别进行反向串接得到相V和相W，绕组电流i₁或i₂分别由电流传感器71或72采集，经绝对值电路处理后得到检测电流I_in1或I_in2；在初始启动时，微处理器如：采用80C196KD的一个脉宽调制模块PWM1占空比值T1和另一个脉宽调制模块PWM2占空比值T2均取为255，当位置传感器获得的转子位置信号SD1和SD2组合为10时，80C196KD微处理器的一个脉宽调制模块PWM1和另一个脉宽调制模块PWM2以时间t＝1/(6n)秒，n为电机的每分钟转数，为间隔调节占空比值T1和占空比值T2，T1＝255η|sin(pπ/30)|，T2＝255η|cos(pπ/30)|，η＝0.1T_r，T_r为负载转矩，p为0或正整数，经过期望正弦电流生成电路得到期望的电流上限I_max1和电流下限I_min1及另一电流上限I_max2和另一电流下限I_min2，检测电流I_in1与期望的电流上限I_max1和期望的电流下限I_min1经比较电路后得到绕组电流控制信号LC₁，检测电流I_in2与期望的电流上限I_max2和期望的电流下限I_min2经比较电路后得到另一绕组电流控制信号LC₂；微处理器分别读取由位置传感器获得的转子位置信号SD1和SD2并分别产生四路相开关角信号P1.0、P1.1、P1.2及P1.5和P1.6、P1.6、P2.6及P2.7，由微处理器产生的两个四路相开关角信号P1.0、P1.1、P1.2及P1.5和P1.6、P1.6、P2.6及P2.7分别与两绕组电流控制信号LC₁和LC₂一起作为与门的输入信号，该与门的输出信号分别作为组成功率变换器的功率器件的门极开关信号，受控于门极开关信号的功率器件驱动电机旋转。

实施例2  一种8/6极双凸极电机，由电机5和功率变换器4组成，电机5为斜槽电机，斜槽电机采用了转子斜槽，斜槽角为22°，斜槽电机的A相和C相、B相和D相分别进行反向串接构成相V和相W，相V和相W分别与功率变换器4连接，在本实施例中，功率变换器4由8个功率半导体器件组成，其中每两个功率半导体器件串接构成一个桥臂，桥臂的中点分别与相V和相W的端点连接，该功率半导体器件可以为MOSFET、IGBT、GTO等；上述相V电流信号由电流传感器71采集并输出至绝对值电路811，在绝对值电路811的输出端上连接有比较电路821且与比较电路821的输入端连接，在比较电路821的其他输入端上连接有正弦电流生成电路841且比较电路821的其他输入端分别与正弦电流生成电路841的两输出端连接；相W的电流信号由电流传感器72采集并输出至绝对值电路812，在绝对值电路812的输出端上连接有比较电路822且与比较电路822的输入端连接，在比较电路822的其他输入端上连接有正弦电流生成电路842且比较电路822的其他输入端分别与正弦电流生成电路842的两输出端连接；在电机5上设有用于采集转子位置信号的位置传感器6，该位置传感器6的两输出端分别与微处理器86的两高速输入端连接，由微处理器86产生8路相开关角信号，分别由微处理器86的8个输出端P1.0、P1.1、P1.2及P1.5和P1.6、P1.6、P2.6及P2.7输出并且分别作为8个与门8511、8512、8513及8514和8521、8522、8523及8524的一个输入信号；由比较电路821产生绕组电流控制信号LC1作为上述8个与门中的4个与门8511、8512、8513及8514的另一输入信号并由比较电路821的输出端输至与门8511、8512、8513及8514的另一输入端，由比较电路822产生绕组电流控制信号LC2作为上述8个与门中的另4个与门8521、8522、8523及8524的另一输入信号并由比较电路822的输出端输至与门8521、8522、8523及8524的另一输入端，上述8个与门8511、8512、8513及8514和8521、8522、8523及8524通过各自的输出端S1、S2、S3、S4和S5、S6、S7、S8将门极开关信号输至组成功率变换器4的各个功率器件的门极。

上述微处理器86可采用INTEL微处理器80C196KD、TI的DSP处理器TMS320F240等；

上述比较电路由4个电阻、一个电压比较器LM339和一个触发器74LS74组成，其中电阻1的一端与电压比较器脚4相连，电阻2的一端与电压比较器脚5相连、电阻3的一端与电压比较器脚6相连，电阻4的一端与电压比较器脚7相连，电阻2另一端与电阻3另一端相连，电压比较器脚2与触发器脚10相连，电压比较器脚1与触发器脚13相连；

上述绝对值电路由4个电阻、2个二极管和一个电压比较器LM833组成，电阻1的一端与二极管1的阳极、电阻2的一端、电压比较器脚2相连，电压比较器脚3与电压比较器脚5相连，电压比较器脚1与二极管1的阴极、二极管2的阴极相连，电阻2的另一端与二极管的阳极、电阻3的一端相连，电阻3的一与电阻4的一端、电压比较器脚6相连，电阻4的另一端与电压比较器脚7相连；

上述期望正弦电流生成电路由1个微处理器80C196KD、1个反相器4069、1个电压比较器CA3140、1个2AP锗型二极管、4个电阻、1个电容组成，其中微处理器80C196KD的脚38或脚39与反相器的输入端相连，反相器的输出端与第一个电阻的一端相连，第一个电阻的另一端与第二个电阻的一端、电容的一端相连，第二个电阻的另一端与电压比较器的同相输入端相连，电容另一端与第三个电阻的一端和第四个电阻的一端及公共地相连，第三个电阻的另一端与电压比较器反相输入端相连，电压比较器输出端与二极管的阳极相连并产生期望正弦电流生成电路的电流上限I_max1，二极管的阴极与第四个电阻的另一端相连并产生期望正弦电流生成电路的下限I_min1。