运算放大电路以及使用运算放大电路的采样保持电路和滤波电路

摘要

本发明的目的是提供一种运算放大电路以及使用运算放大电路的采样保持电路和滤波电路，能充分抑制同相信号，使在差动信号的各路径中的内部节点数为一个来改善频率特性。所述运算放大电路由下述部件构成：输入第一、第二输入信号的第一、第二反转放大电路(A1、A2)，输入模拟同相输出信号和第一反转放大电路的输出信号并输出第一、第二输出信号的第三反转放大电路(A3)，输入模拟同相输出信号和第二反转放大电路的输出信号并输出第三、第四输出信号的第四反转放大电路(A4)，和输入模拟同相输出信号并反馈给第一、第二反转放大电路的输出的第一以及第二非反转放大电路(A5、A6)。

说明书

技术领域

本发明涉及处理差动信号的低电源电压的运算放大电路，特别涉及实现频率特性改善和同相信号降低改善的运算放大电路、以及使用该运算放大电路的采样保持电路和滤波电路。

背景技术

集成电路的进步十分显著，制造工艺的精细化也逐年发展。由于制造工艺的精细化，使晶体管单体的性能提高，而耐压降低。因此，可以外加的电压降低。若电源电压降低的话，则在集成电路中可用电压处理的信号振幅变小，实现期望的信噪比(S/N)就变得困难。为解决这一问题，现有技术中通过使用差动来处理已用单相处理的信号，来实现单相倍数的信号振幅。

但是，在处理差动输入、差动输出的平衡结构的运算放大电路中，需要抑制同相信号。在使用用平衡结构的运算放大电路的积分器的滤波器的情况下，如果不能充分除去运算放大电路的同相信号，则输出的电压范围降低，就会使差动信号失真。特别是若为电源电压低的话则可处理的电压范围小，故必须抑制同相信号。

在现有技术中，为实现同相信号的去除使用了公共方式反馈(例如参照日本专利申请公开特开2000-148262公报)。该公共方式反馈电路的设计，比单相输出的差动电路复杂，故容易引起振荡等不适当的情况。为避免这一点，组合具有多个输入端子和输出端子的放大电路、降低同相信号分量的平衡型放大电路被提出来(日本专利申请特愿P2002-303140)。

发明内容

上述现有技术的放大电路，可以以组合简单的反转放大电路的结构来实现，因此可以实现低电源电压化。但是，若为实现充分的增益而要用二阶的高增益级来构成则需要使极性反转，因此导致必须使用增益几乎为1的低增益级。为此，从输入到输出的内部节点数就成为2。若节点数增加的话，则因为在各节点中的寄生电容而会产生频率特性恶化的问题。

本发明的目的是提供一种运算放大电路以及使用该种运算放大电路的采样保持电路和滤波电路，所述运算放大电路使用适合低电源电压的2阶增益级的平衡结构，特别在充分抑制同相信号的同时通过使在差动信号的各路径中的内部节点数为1个来改善频率特性。

本发明的技术方案提供一种运算放大电路，其特征在于，其由输入第一输入信号的第一反转放大电路；输入第二输入信号的第二反转放大电路；输入模拟同相输出信号和所述第一反转放大电路的输出信号并输出第一输出信号和第二输出信号的第三反转放大电路；输入所述模拟同相输出信号和所述第二反转放大电路的输出信号并输出第三输出信号和第四输出信号的第四反转放大电路；以及输入所述模拟同相输出信号并反馈给所述第一和第二反转放大电路的输出的第五及第六非反转放大电路构成，所述模拟同相输出信号通过相加所述第二输出信号和所述第四输出信号而生成。

根据这样构成的本发明的运算放大电路，通过施加由第三及第四反转放大电路产生的对同相信号的抑制，经由第五及第六非反转放大电路把模拟同相输出信号分别反馈到第一和第二反转放大电路的输出，不仅可以实现同相信号的进一步抑制，而且因为能够使差动信号的各路径中的内部节点数为1个故还可以改善频率特性。

附图说明

图1是根据本发明的第一实施例的运算放大电路的电路图。

图2是对于图1所示放大电路的同相信号的等价电路。

图3是图1所示的两输入两输出的反转放大电路的电路图。

图4是根据第一实施例的变形例的运算放大电路。

图5是说明图4的运算放大电路的动作的图。

图6是根据第二实施例的运算放大电路的电路图。

图7是根据第二实施例的变形例的运算放大电路的电路图。

图8是根据第三实施例的运算放大电路的电路图。

图9是图8所示的两输入两输出的反转放大电路的电路图。

图10是根据第三实施例的变形例的运算放大电路的电路图。

图11是同时适用了第一实施例和第三实施例的运算放大电路的电路图。

图12是图11的运算放大电路的具体的电路图。

图13是表示使用了本发明的运算放大电路的采样保持电路的采样状态的电路图。

图14是表示采样保持电路的保持状态的电路图。

图15是使用了积分器的滤波器。

图16是积分器的具体电路图。

图17是反转放大器的晶体管电路的电路图。

具体实施方式

下面参照附图说明本发明的实施例。此外，在本发明的实施例中，关于使用场效应晶体管的例子进行说明，但是也可以使用双极晶体管结构。

(第一实施例)

图1表示根据本发明的第一实施例的平衡结构的运算放大电路。在该运算放大电路中，设置具有输入第一输入信号IN1的+输入端子的第一反转放大电路A1以及具有输入第二输入信号IN2的+输入端子的第二反转放大电路A2。第一反转放大电路A1的-输出端子连接到第三反转放大电路A3的第一+输入端子。第二反转放大电路A2的-输出端子连接到第四反转放大电路A4的第一+输入端子。第三反转放大电路A3的第一-输出端子连接到第一输出端子OUT1。第四反转放大电路A4的第一-输出端子连接到第二输出端子OUT2。第三以及第四反转放大电路A3、A4的第二+输入端子以及第二输出端子互相连接。

第三以及第四反转放大电路A3、A4的第二+输入端子以及第二-输出端子的连接节点与非反转放大电路A5、A6的+输入端子连接。非反转放大电路A5、A6的+输出端子与第一以及第二反转放大电路A1、A2的-输出端子连接。

在上述的结构中，在第一以及第二反转放大电路A1、A2上输入第一以及第二输入信号IN1、IN2后，第一以及第二反转放大电路A1、A2分别输出输出信号Vo1、Vo2。由此，在第三反转放大电路A3的第一以及第二+输入端子上输入模拟同相输出信号Voc和第一反转放大电路A1的输出信号Vo1，第三反转放大电路A3在第一输出端子OUT1上输出第一输出信号(-(αVoc+βVo1))(其中，α、β是正常数)，同时输出第二输出信号(-γ(αVoc+βVo1))(其中，α、β、γ是正常数)。同样，在第四反转放大电路A4的第一以及第二+输入端子上输入模拟同相输出信号Voc和第二反转放大电路A2的输出信号Vo2，第四反转放大电路A4在第一输出端子OUT1上输出第一输出信号(-(αVoc+βVo2))，同时输出第二输出信号(-γ(αVoc+βVo2))。

非反转放大电路A5、A6输入模拟同相输出信号Voc，将其分别反馈到第一以及第二反转放大电路A1、A2的输出。模拟同相输出信号Voc通过相加第二输出信号和第四输出信号而生成。

在上述运算放大电路中，在同相电压被反馈到反转放大电路A3、A4时，若该同相电压升高的话，则非反转放大电路A5、A6将输出电压Vo1、Vo2升高。相反，反转放大电路A3、A4将输出电压Vo1、Vo2降低。其结果，就成为负反馈。因此，相加极性反转的部分就不需要，内部节点也用一个即可，可以实现高速化。

图1的反转放大电路A3、A4如图3所示由反转放大器Aa1～Aa4构成。反转放大器Aa1、Aa2的+输入端子相互连接，反转放大器Aa3、Aa4的输入端子相互连接。反转放大器Aa1的输出端子连接反转放大器Aa3的输出端子，反转放大器Aa2的输出端子连接反转放大器Aa4的输出端子。反转放大器Aa1～Aa4的每一个如图17所示通过PMOS晶体管P1和NMOS晶体管N1的串联电路构成。亦即，PMOS晶体管P1的源极连接电源Vdd，栅极连接偏压源Vbias，漏极连接NMOS晶体管N1的漏极，同时连接输出端子OUT-。NMOS晶体管N1的源极接地，栅极连接输入端子IN+。该电路是在输入端子和输出端子以外不具有内部节点的单纯的结构。即，反转放大电路A3或A4在内部不具有节点。

对于差动信号的增益，为反转放大电路A1(A2)和A3(A4)的增益的积。这里，反转放大电路A1和A2以及反转放大电路A3和A4还有非反转放大电路A5和A6分别具有同样的特性。图1的运算放大电路，对于同相信号，可以用图2所示等价电路表示。这里，gm1表示反转放大电路A1的跨导，gm3表示从反转放大电路A3的一个输入对于Voc输出的跨导，γgm3表示从反转放大电路A3的另一个输入对于Voc输出的跨导，gm5表示非反转放大电路A5的跨导，ro1表示反转放大电路A1的输出电阻，ro5表示非反转放大电路A5的输出阻抗，ro3和ro4表示反转放大电路A3和A4在Voc输出的输出电阻。通过下式可以求从输入对于输出的传递函数。

Voc/IN＝{gm1gm3(ro1∥ro5)(ro3∥ro4)}/{1+γgm3(ro3∥ro4)+

                           gm5gm3(ro1∥ro5)(ro3∥ro4)}取γ≤1，gm5(ro1∥ro5)＞＞1，在本发明中通过使用非反转放大电路A5、A6的反馈，可以比现有技术的运算放大电路降低约1/{gm5(ro1∥ro5)}那样多的同相信号。另外，如上所述，因为反转放大电路A3和A4在其自身内不具有内部节点，因此图1所示的反转放大电路的内部节点在差动信号的各路径中可以是一个，由此可以改善频率特性。

图4表示第一实施例的运算放大电路的变形例。根据该变形例，第一～第六的放大电路A1～A6具有和图1同样的连接关系，但是追加了反转放大电路A7～A10。亦即，反转放大电路A7、A8分别连接第一以及第二反转放大电路A1、A2的输出端子，同时在第一以及第二反转放大电路A1、A2的输出端子之间反极性并联反转放大电路A9、A10。

通过上述电路结构的运算放大电路，对于差动输入信号IN1、IN2，反转放大电路A1、A2的输出电压成为Vo1＝-Vo2的关系。因此，从反转放大电路A9输出的信号分量由从反转放大电路A8输出的信号分量抵消。同样，从反转放大电路A10输出的信号分量由从反转放大电路A7输出的信号分量抵消。亦即，如图5(b)所示，反转放大电路A7～A10对于差动信号什么作用都不起。

另一方面，在输入信号IN1、IN2是同相信号时，反转放大电路A1、A2的输出电压成为Vo1＝Vo2的关系。在此情况下，从反转放大电路A9输出的信号分量与从反转放大电路A8输出的信号分量相加。同样，从反转放大电路A10输出的信号分量与从反转放大电路A7输出的信号分量相加。其结果，反转放大电路A7～A10对于同相信号就成为如图5(a)所示那样的电路结构。亦即，反转放大电路A1、A2的输出中的电阻分量因为取与从反转放大电路A7到反转放大电路A10的跨导的倒数成比例的值而非常小。因此，就可以在差动信号的各路径中不增加内部节点地，进一步降低反转放大电路A1和A2的输出中的同相增益，使放大电路全体的同相增益变小。

(第二实施例)

图6表示根据本发明的第二实施例的平衡结构的运算放大电路。在该运算放大电路中，设置具有输入第一输入信号IN1的+输入端子的第一反转放大电路A1以及具有输入第二输入信号IN2的+输入端子的第二反转放大电路A2。第一反转放大电路A1的-输出端子连接第三反转放大电路A3的第一+输入端子。第二反转放大电路A2的-输出端子连接第四反转放大电路A4的第一+输入端子。第三反转放大电路A3的第一-输出端子连接第一输出端子OUT1。第四反转放大电路A4的第一-输出端子连接第二输出端子OUT2。第三以及第四反转放大电路A3、A4的第二+输入端子以及第二-输出端子互相连接。在非反转放大电路A5、A6的+输入端子上输入同相输入信号Vic。该同相输入信号Vic可以使用多输入多输出放大器生成。非反转放大电路A5、A6的+输出端子连接第一以及第二反转放大电路A1、A2的-输出端子。

在上述的结构中，给第一以及第二反转放大电路A1、A2输入第一以及第二输入信号IN1、IN2后，第一以及第二反转放大电路A1、A2分别输出反转输出信号。由此，在第三反转放大电路A3的第一+输入端子上输入作为非反转放大电路A5的输出信号的与模拟同相输入信号Vic成比例的信号和第一反转放大电路A1的输出信号的相加信号Vo1，第三反转放大电路A3对第一输出端子OUT1输出第一输出信号(-(αVoc+βVo1))(其中，α、β是正常数)，同时输出第二输出信号(-γ(αVoc+βVo1))(其中，α、β、γ是正常数)。同样，在第四反转放大电路A4的第一+输入端子上输入作为非反转放大电路A6的输出信号的与模拟同相输入信号Vic成比例的信号和第二反转放大电路A2的输出信号的相加信号Vo2，第四反转放大电路A4对第二输出端子OUT2输出第一输出信号(-(αVoc+βVo2))，同时输出第二输出信号(-γ(αVoc+βVo2))。

在第二实施例中也和第一实施例同样，对于差动信号的增益，成为反转放大电路A1(A2)和A3(A4)的增益的积，对于同相信号，通过分别相加反转放大电路A1以及A2的输出信号与非反转放大电路A5以及A6的输出信号，同相信号抵消。因此，就可以不增加内部节点地降低同相增益。

图7表示在图6的运算放大电路上增加对于用图4说明的同相信号降低反转放大电路A1和A2的增益用的反转放大电路A7～A10的放大电路。通过这样的结构，和图4的运算放大电路同样可以实现不增加内部节点数地进一步降低同相增益。

(第三实施例)

图8表示根据本发明的第三实施例的平衡结构的运算放大电路。根据该平衡结构的运算放大电路，设置具有输入第一输入信号IN1的+输入端子的第一反转放大电路A1以及具有输入第二输入信号IN2的+输入端子的第二反转放大电路A2。第一反转放大电路A1的-输出端子连接第三反转放大电路A3的第一+输入端子。第二反转放大电路A2的-输出端子连接第四反转放大电路A4的第一+输入端子。第三反转放大电路A3的第一-输出端子连接第一输出端子OUT1。第四反转放大电路A4的第一-输出端子连接第二输出端子OUT2。第三以及第四反转放大电路A3、A4的第二+输入端子以及第二-输出端子互相连接。非反转放大电路A11的第一以及第二+输入端子分别连接第一以及第二反转放大电路A1、A2的输入端子，非反转放大电路A11的+输出端子连接第一以及第二反转放大电路A1、A2的-输出端子。

在图8的运算放大电路中，第一以及第二输入信号IN1、IN2输入到第一以及第二反转放大电路A1、A2以及非反转放大电路A11后，第一以及第二反转放大电路A1、A2输出反转输出信号，非反转放大电路A11输出与第一和第二输入信号的和(IN1+IN2)成比例的信号。和信号(IN1+IN2)分别相加到第一以及第二反转放大电路A1、A2的反转输出信号。各相加信号Vo1、Vo2输入到第三以及第四反转放大电路A3、A4。由此，第三反转放大电路A3输出第一输出信号(-(αVoc+βVo1))和第二输出信号(-γ(αVoc+βVo1))。另外，第四反转放大电路A4输出第三输出信号(-(αVoc+βVo2))和第四输出信号(-γ(αVoc+βVo2))。在反转放大器A3、A4中，为模拟同相输出信号Voc通过相加第二输出信号和第四输出信号而生成的结构。

图8所示的电路结构，表示出在图6所示的电路结构中不给予同相输入信号时，同相输入信号通过非反转放大电路A11从第一以及第二输入信号IN1、IN2生成的例子。该非反转放大电路A11通过多输入多输出放大电路构成，例如，如图9所示通过反转放大电路Ab1～Ab5构成。亦即反转放大器Ab1、Ab2的输出端子互相连接，连接到反转放大器Ab3的输入端子。该反转放大器Ab3的输入输出端子互相连接，连接到放大器Ab4、Ab5的输入端子。通过这样的结构，来自反转放大器Ab1、Ab2的同相信号彼此相加，经由反转放大器Ab3输入到反转放大器Ab4、Ab5。从反转放大器Ab4、Ab5输出与输入信号IN1、IN2之和成比例的信号。

图10表示在图8的运算放大电路上加上用图4说明的反转放大电路A7～A10、实现同相增益进一步降低的例子。

另外，图11表示同时适用第一实施例和第三实施例的运算放大电路。亦即，放大电路A1～A10对应于第一实施例的图4的放大电路A1～A10。放大电路A11对应于第三实施例的图8的放大电路A11。通过这样的结构也可以在差动信号的各路径中不增加内部节点数地，实现同相增益的进一步降低。

图12表示通过MOS晶体管实现图11所示运算放大电路的电路图。根据该图，晶体管MN1对应于反转放大电路A1，晶体管MN2对应于反转放大电路A2。晶体管MN11-1、MN11-2、MP11-1～MP11-3构成非反转放大电路A11。晶体管MN7～MN10分别对应于反转放大电路A7～A10。晶体管MN5、MP5、MP5-1～MP5-2构成非反转放大电路A5，晶体管MN5、MP5、MP6-1～MP6-2构成非反转放大电路A6。

此外，晶体管MN5、MP5由反转放大电路A5和A6的输入单元共同使用。晶体管MN3-1～MN3-4和MP3-1～MP3-4构成反转放大电路A3，晶体管MN4-1～MN4-4和晶体管MP4-1～MP4-4构成反转放大电路A4。

从图12所示的晶体管电路可以明了，因为可以用避免晶体管的纵积的结构来实现，因此该运算放大电路可以实现低电源电压化。

另外，如迄今所说明那样，在从输入IN1到输出OUT1的路径中，另外，在从输入IN2到输出OUT2的路径中，各内部节点数可以用一个实现，由此可以改善对于差动信号的频率特性。

图13和图14表示使用本发明的运算放大电路的采样保持电路。采样保持电路，在写入时，如图13那样开关SW1～SW6闭合，开关SW7～SW10打开。若在这种状态下，输入信号IN1、IN2被输入，则输入信号被积聚在电容器C1、C2上。亦即，输入信号被存储。在读出时，如图14所示那样，开关SW1～SW6打开，开关SW7～SW10闭合。此时，电容器C1、C2上所积聚的信号被输入到运算放大电路OPA。

在上述那样的采样保持电路中，开关通过MOS晶体管构成。MOS晶体管在开、关时有沟道形成。在此沟道形成时电荷分量以同相进入。因此，在沟道部分电压上升，若不抑制该电压上升的话，就会成为饱和状态。在本发明中，因为同相分量在运算放大电路OPA中被抵消，因此同相增益降低，可以实现采样保持电路的低电源电压化。

图15表示使用本发明的运算放大电路的滤波器。滤波器用积分器构成。该积分器如图16所示那样通过放大器Amp1和电阻R1～R4和电容C1、C2构成。在该放大器Amp1中使用本发明的运算放大电路。

滤波器例如通过运算放大电路Int1～Int5构成。初级的运算放大电路使用图1以及图8所示那样的生成同相信号的运算放大电路。后级的运算放大电路Int2～Int5可以利用在前级的运算放大电路的输出信号中所包含的同相分量，因此使用图6以及图7所示的运算放大电路。

如上所述，根据本发明的运算放大电路，在适合低电源电压的增益级为2级的平衡结构的运算放大电路中，可以充分抑制同相信号，同时通过使差动信号的各路径中的内部节点数为一个来改善频率特性。