电动机的磁极位置检测方法及磁极位置检测装置和使用该装置的电动机控制装置

摘要

一种电动机的磁极位置检测方法及装置和使用该装置的电动机控制装置。利用通过电压型PWM倒相器使UV、VW、WU各二相间具有任意相位差的单元(6)，在电动机输入中产生除了倒相器(7)的输出频率以外的任意高频波，并把其变换到以电动机的三相中的U相作为α轴、与其垂直90度的轴为β轴的二相静止坐标系中，检测出分别在α轴、β轴上的高频成分的电流，再变换到从所述二相静止坐标系移动45度相位的坐标系中，检测出分别在α’轴、β’轴上的所述任意高频成分的电流，使用在所述4个轴上检测到的高频电流成分，检测电动机的磁极位置(12)。由此，可利用倒相器输出高次谐波、载波频率成分等的高频波电流简单而准确地检测出磁极位置。

说明书

技术领域

本发明涉及一种电动机控制装置，从包括零速度的极低速高精度地推测磁极位置，根据所推测的磁极位置控制转矩及速度。

背景技术

作为现有磁极推测方法而广泛使用的方法是，如电气学会论文集D、108卷12号、1988“具有参数鉴定功能的无刷DC电动机的适应电流控制方法”所描述的，根据电动机输入电压和电流运算与电动机速度成比例的感应电压来推测速度的方法。另外，还有平成8年电气学会产业应用部门全国大会No.170“无传感器式凸极同步电机的零速转矩控制”所描述的方法，该方法是，向电压指令值重叠交流信号，通过对检测电流进行FFT解析而检测出电动机旋转速度和磁极位置。但是，根据电动机的感应电压来推测转子速度和位置的方法，虽然在高速区域能进行高精度推测，但在感应电压信息少的极低速区域不能准确推测。

因此，提出了把与驱动频率无关的传感用交流信号导入电动机，根据电压电流关系来推测转子位置的几种方法。但是，导入传感信号需要特别的信号发生器，具有使控制复杂化的问题。作为其他的不同方法，有电气学会论文集D、118卷15号、1998“使用基于凸极性的位置推测方法的位置传感器IPM电动机驱动系统”和电气学会论文集D、120卷2号、2000“Carrier Frequency Component Method for PositionSensorless Control of IPM Motor in Lower Speed Range”中报告的方法，不导入特别的传感信号，而使用倒相器(Inverter)输出谐波或载波频率成分的电流来检测磁极位置。

前者的特征在于，根据产生PWM倒相器的输出电压谐波的高频电流运算电感，根据该电感来检测位置。后者的特征在于，通过使PWM倒相器的载波信号在UVW三相中的各二相间保持120度相位差，使产生驱动频率以外的载波频率成分电压和电流，根据载波周期中的电压为一定的这种假设，仅使用载波频率成分电流来检测位置。

但是，利用倒相输出谐波或载波频率成分的高频电流来检测磁极位置的方法，虽然具有不需要特别的传感信号发生器的优点，但由于在载波周期内需要进行多个电流的检测，所以需要特别的电流检测电路，使电流检测的时间与位置运算的同步较复杂，难以实际应用。

发明内容

本发明的目的是，提供一种电动机的磁极位置检测方法及磁极位置检测装置和使用该装置的电动机控制装置，即使利用载波频率成分的高频电流等时，也不需要特别的电流检测电路，能够容易实现电流检测的时间与位置运算的同步。

为了达到上述目的，本发明之1提供一种具有电凸极性的电动机的磁极位置检测方法，其特征在于，利用通过电压型PWM倒相器使UV、VW、WU各个二相间具有任意相位差的单元，使电动机输入电压或电流产生除倒相器的输出频率以外的任意高频，并变换为把电动机的三相中的U相作为α轴、把与其垂直90度的轴作为β轴的二相静止坐标系，在各个α轴、β轴检测所述任意高频成分电流，再同样变换为从所述二相静止坐标系移动45度相位的坐标系，即变换为把从α轴移动45度的轴作为α’轴、把与其垂直90度的轴作为β’轴的二相静止坐标系，在各个α’轴、β’轴检测所述任意高频成分电流，使用在所述4个轴检测到的高频电流成分，检测电动机的磁极位置。

本发明之2是基于本发明之1的电动机的磁极位置检测方法，其特征在于，在从在所述4个轴检测到的高频电流成分中抽出峰值电流后，使用通过了低通滤波器的输出，检测电动机的磁极位置。

本发明之3是一种用电压型PWM倒相器驱动电动机的控制装置的磁极位置检测装置，其特征在于，具有：使PWM载波信号在UVW三相中的UV、VW、WU各个二相间具有任意相位差的单元；把由此产生的高频电压和高频电流从检测电压或指令电压和检测电流中抽出的单元；使用所抽出的高频电压和高频电流检测磁极位置的单元。

本发明之4是一种用电压型PWM倒相器驱动电动机的控制装置的磁极位置检测装置，其特征在于，具有：使PWM载波信号在UVW三相中的UV、VW、WU各个二相间具有任意相位差的单元；仅抽出由此产生的高频电流的单元；使用所抽出的高频电流检测磁极位置的单元。

本发明之5是基于本发明之4的电动机的磁极位置检测装置，其特征在于，作为检测所述磁极位置的单元，使用本发明之1的磁极位置检测方法。

本发明之6是基于本发明之4的电动机的磁极位置检测装置，其特征在于，作为检测所述磁极位置的单元，使用本发明之2的磁极位置检测方法。

本发明之7的特征在于，把所述任意相位差设为120度，把所述任意高频作为倒相载波频率。

本发明之8的特征在于，把所述任意相位差设为120度，把所述任意高频作为倒相载波频率。

本发明之9的特征在于，把所述任意相位差设为120度，把所述任意高频作为倒相载波频率。

本发明之10的特征在于，具有实施电流控制的电流控制装置，使用通过本发明之3或4的磁极位置检测装置所检测的位置，把检测电流分离成磁极方向部分和转矩部分，将它们分别反馈，比较所述磁极方向部分和转矩部分的电流指令值，使各自的偏差成为零。

本发明之11的特征在于，具有速度检测装置，使用通过本发明之3或4的磁极位置检测装置所检测的位置来检测速度。

本发明之12的特征在于，具有速度控制装置，对根据本发明之11的电动机控制装置的速度检测装置所检测的速度实施速度控制，将其和指令速度进行比较，使其偏差成为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令的电流指令值。

本发明之13的特征在于，具有位置控制装置，对根据本发明之3或4的磁极位置检测装置所检测的磁极位置实施位置控制，将其和指令位置进行比较，使其偏差成为零，输出速度指令值。

本发明之14的特征在于，具有转矩控制装置，其具有本发明之9的磁极位置检测装置和本发明之10的电流控制装置。

本发明之15的特征在于，具有速度控制装置，其具有本发明之9的磁极位置检测装置、本发明之10的电流控制装置、本发明之11的速度检测装置以及本发明之12的速度控制装置。

本发明之16的特征在于，具有位置控制装置，其具有本发明之9的磁极位置检测装置、本发明之10的电流控制装置、本发明之11的速度检测装置、本发明之12的速度控制装置以及本发明之13的位置控制装置。

附图说明

图1是说明本发明的电动机磁极位置检测方法的原理的说明图。

图2是图1所示电动机的磁极位置检测装置的控制方框图。

图3是图2所示PWM控制器的方框图。

图4是图2所示磁极位置检测器的结构图。

另外，图中的标号1是速度控制器，2是q轴电流控制器，3是非干扰控制器，4是d轴电流控制器，5是电压振幅及相位运算器，6是PWM控制器，6-1是三相电压指令运算器，6-2是比较器，6-3是相位调整器，6-4是载波信号发生器，7是倒相器主电路，8是交流电动机，9是静止坐标变换器，10是旋转坐标变换器，11是带通滤波器，12是磁极位置检测器，13是速度运算器，14是坐标变换器，15是绝对值运算器，16是低通滤波器，17是磁极位置运算器。

具体实施方式

首先，本发明是以使用载波频率成分的电流检测磁极位置的方法为基本，下面说明该磁极位置检测的基本原理。在利用电压型PWM倒相器(Inverter)驱动的同步电动机的向量控制装置中，通过使PWM载波信号在UVW三相中的UV、VW、WU各个二相间具有任意相位差，使产生不同于驱动频率的高频电压和高频电流。即，通过任意提供PWM载波频率和载波相位差，可以把产生的高频成分的频率区域调整为与驱动频率不同的频率。例如，如果把相位差设为120度，则与载波频率同频率的电压和电流成分呈现较大值。在这种情况下，高频电压用下述公式表示。

$>\left(\begin{array}{}>>>>u>uh>>>>>>>u>vh>>>>>>>u>wh>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>V>sin>>(>>\omega >h>>t>)>>>>>>V>sin>>(>>\omega >h>>t>->2>\pi >/>3>)>>>>>>V>sin>>(>>\omega >h>>t>+>2>\pi >/>3>)>>>>>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$

其中，uuh、uvh、uwh分别表示U相、V相、W相的高频电压，V表示高频电压振幅，ωh表示载波角频率。

另外，用下述公式(1)表示高频电压和高频电流的关系。

$>\left(\begin{array}{}>>>>u>uh>>>>>>>u>vh>>>>>>>u>wh>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>>L>uu>>>>>L>uv>>>>>L>vw>>>>>>>L>vu>>>>>L>vv>>>>>L>vw>>>>>>>L>wu>>>>>L>wv>>>>>L>ww>>>>>>>d>dt>\left(\begin{array}{}>>>>i>uh>>>>>>>i>vh>>>>>>>i>wh>>>>>>->->->>(>1>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$

其中，iuh、ivh、iwh分别表示U相、V相、W相的高频电流，L表示电感，Luu、Lvv、Lww分别表示U相、V相、W相的自电感，其他表示相间电感。转子使用永久磁铁的电动机由于具有电凸极(意味着d轴电感和q轴电感不同)，所以电感包括磁极位置信息。

L_uv＝-L_g0/2+L_g2cos(2θ-2π/3)

L_vw＝-L_g0/2+L_g2cos(2θ)

L_uw＝-L_g0/2+L_g2cos(2θ+2π/3)

L_uu＝L_s+L_g0+L_g2cos(2θ)

L_vv＝L_s+L_g0+L_g2cos(2θ+2π/3)

L_ww＝L_s+L_g0+L_g2cos(2θ-2π/3)

其中，Lg0表示空隙磁通中的激磁电感，Ls表示定子漏电感，Lg2表示其大小依赖于角度的电感。

如果把公式(1)变换为定子基准的静止坐标系，则成为下面的公式(2)。

$>\left(\begin{array}{}>>>>u>\alpha h>>>>>>>u>\beta h>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>>L>0>>+>>L>1>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>L>1>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>>>L>1>>sin>>(>\theta >)>>>>>L>0>>->>L>1>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>>>d>dt>\left(\begin{array}{}>>>>i>\alpha h>>>>>>>i>\beta h>>>>>>->->->>(>2>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$

其中，L0＝Ls+3Lg0/2，L1＝3Lg2/2。

如果根据公式(2)导入磁极位置信息sin(2θ)、cos(2θ)，则成为公式(3)。

$>\left(\begin{array}{}>>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>>=>>1>>>L>1>>[>>>(>>d>dt>>>i>\alpha h>>)>>2>>+>>>(>>d>dh>>>i>\beta h>>)>>2>>]>>>\times \left(\begin{array}{}>>>>u>\alpha h>>>d>dt>>>i>\alpha h>>->>u>\beta h>>>d>dt>>>i>\beta h>>->>L>0>>\{>(>>d>dt>>>i>\alpha h>>>)>2>>->>>(>>d>dt>>>i>\beta h>>)>>2>>\}>>>>>>u>\alpha h>>>d>dt>>>i>\beta h>>+>>u>\beta h>>>d>dt>>>i>\alpha h>>->2>>L>0>>>(>>d>dt>>>i>\alpha h>>>d>dt>>>i>\beta h>>)>>>>>>->->->>(>3>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$

这样，使用高频电压和高频电流可以推测磁极位置。

如果在使该推测机构与载波频率同步、高频电流iβh成为峰值时对电流进行取样，则由于相位偏离了90度的iαh几乎变为零，所以可以把公式(3)再简单地表示为下面的公式(4)。

$>\left(\begin{array}{}>>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>>=>>1>>>L>1>>>>(>>d>dt>>>i>\beta h>>)>>2>>>\left(\begin{array}{}>>>->>u>\beta h>>>d>dt>>>i>\beta h>>+>>L>0>>>>(>>d>dt>>>i>\beta h>>)>>2>>>>>>>u>\alpha h>>>d>dt>>>i>\beta h>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>->>u>\beta h>>/>>(>>L>1>>>d>dt>>>i>\beta h>>)>>+>>L>0>>>>>>>u>\alpha h>>/>>(>>L>1>>>d>dt>>>i>\beta h>>)>>>>>>->->->>(>4>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$

根据该公式(3)、公式(4)求出cos(2θ)、sin(2θ)，通过从根据该值在运算器中预先准备的三角函数表中，取出角度2θ并除以2，可以检测出磁极位置θ(以下)。另外，在公式(3)、公式(4)的运算中虽然使用电流微分值，但由于在高速时电流急剧变化，所以磁极位置发生振动。因此，从公式(2)按公式(5)求出电流微分值，如果把两边积分，则成为公式(6)。

$>>>d>dt>\left(\begin{array}{}>>>>j>\alpha h>>>>>>>i>\beta h>>>>>>=>>1>>>>L>2>>0>>->>>L>2>>1>>>\left(\begin{array}{}>>>>L>0>>->>L>1>>cos>>(>2>\theta >)>>>>->>L>1>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>>->>L>1>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>L>0>>+>>L>1>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>\left(\begin{array}{}>>>>u>\alpha h>>>>>>>u>\beta h>>>>>>->->->>(>5>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$

$>\left(\begin{array}{}>>>>i>\alpha h>>>>>>>i>\beta h>>>>>>=>>1>>>>L>2>>0>>->>>L>2>>1>>>\left(\begin{array}{}>>>>L>0>>->>L>1>>cos>>(>2>\theta >)>>>>->>L>1>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>>->>L>1>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>L>0>>+>>L>1>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>\left(\begin{array}{}>>>\int >>u>\alpha h>>dt>>>>>>>\int >u>>\beta h>>dt>>>>>->->->>(>6>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$

如果根据公式(6)导入磁极位置信息sin(2θ)、cos(2θ)，则成为公式(7)。

$>\left(\begin{array}{}>>>cos>>(>2>\theta >)>>>>>>sin>>(>2>\theta >)>>>>>>=>>1>>>L>1>>\{>>>(>>>\int >u>>\alpha h>>dt>)>>2>>+>>>(>\int >>u>\beta h>>dt>)>>2>>\}>>>\times \left(\begin{array}{}>>>>L>0>>\{>>>(>>>\int >u>>\alpha h>>dt>)>>2>>->>>(>\int >>u>\beta h>>dt>)>>2>>\}>->>(sup>>L>0>2sup>>-sup>>L>1>2sup>>)>>>(>>i>\alpha h>>>>\int >u>>\alpha h>>dt>->>i>\beta h>>\int >>u>\beta h>>dt>)>>>>>>2>>L>0>>\int >>u>\alpha h>>dt>\int >>u>\beta h>>dt>->>(sup>>L>0>2sup>>-sup>>L>1>2sup>>)>>>(>>i>\alpha h>>>>\int >u>>\beta h>>dt>+>>i>\beta h>>>>\int >u>>\alpha h>>dt>)>>>>>>->->->>(>7>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$

在载波周期和电压取样周期同步的情况下，电压积分值如下述公式所示作为固定值处理。只要是通常的控制电压源的倒相器，在载波周期中为固定值。

$>>\int >>u>\alpha h>>dt>=>>u>\alpha h>>\Delta t>,>>$      $>>\int >>u>\beta h>>dt>=>>u>\beta h>>\Delta t>>$

Δt：取样时间

其中，由于在uαh为峰值电压时uβh＝0，所以如果此时根据公式(7)计算cos(2θ)，则

并且，由于在uβh为峰值电压时uαh＝0，所以如果此时根据公式(7)计算cos(2θ)，则

另外，由于在θ从uαh＝0前进45度时，uαh＝uβh，所以如果此时根据公式(7)计算sin(2θ)，则

此外，由于在θ从uαh＝0前进135度时，uαh＝-uβh，所以如果此时根据公式(7)计算sin(2θ)，则

从而可以检测出磁极位置。但是，为了实现该磁极位置检测方法，需要准确检测出uαh＝0时和uαh＝uβh时的高频电流，所以从实用角度讲是很难的技术。因此，本发明通过进行以下改良来解决该问题。

图1表示本发明的磁极位置检测的基本原理。如图1(a)所示，如果形成把电动机三相中的U相作为α轴，把与其垂直90度的轴作为β轴的二相静止坐标系，和把从α轴移动45度的轴作为α’轴，把与其垂直90度的轴作为β’轴的二相静止坐标系，则各轴的电感可以用下述公式(11)～(14)表示。

α轴的电感为：

L_α(θ)＝L₀-L₁COS(2θ)                  (11)

θ、θ’、θ”、θ_是使各个α、β、α’、β’轴为零度的相位变量。在该状态下，表示磁极位置与α轴一致的情况为图1(b)。其中，当磁极位置从α轴仅前进相位Δθ时则表示为图1(c)，α轴的电感为：

L_α(θ)＝L₀-L₁cos(-2Δθ)＝L₀-L₁cos(2Δθ)        (15)

β轴的电感为：

L_β(θ)＝L₀+L₁cos(-2Δθ)＝L₀+L₁cos(2Δθ)        (16)

α’轴的电感为：

L_α’(θ)＝L₀+L₁sin(-2Δθ)＝L₀-L₁sin(2Δθ)      (17)

β’轴的电感为：

L_β’(θ)＝L₀-L₁sin(-2Δθ)＝L₀+L₁sin(2Δθ)      (18)

从公式(15)减去公式(16)，仅抽出磁极位置信息，则获得公式(19)，

L_α-L_β＝-L₁cos(2Δθ)                            (19)

同样，公式(17)减去公式(18)，可获得公式(20)，

L_α’-L_β’＝-L₁ sin(2Δθ)                       (20)

磁极位置可以用下述公式(21)检测。

$>>tan>>(>2>\Delta \theta >)>>=>>>>L>>\alpha >\prime >>>->>L>>\beta >\prime >>>>>>L>\alpha >>->>L>\beta >>>>->->->>(>21>)>>>$

下面，具体说明电感的运算。

在公式(8)～(10)中，设θ＝Δθ，分别代入公式(15)～(18)，则成为：

$>>>L>\alpha >>=>>(>>>L>2>>0>>->>>L>2>>1>>)>>·>>>i>\alpha h>>>>u>\alpha h>>·>\Delta t>>>->->->>(>22>)>>>$

$>>>L>\beta >>=>->>(>>>L>2>>0>>->>>L>2>>1>>)>>·>>>i>\beta h>>>>u>\beta h>>·>\Delta t>>>->->->>(>23>)>>>$

$>>>L>>\alpha >\prime >>>=>>(>>>L>2>>0>>->>>L>2>>1>>)>>·>>>i>>>\alpha >\prime >>h>>>>>u>>>\alpha >\prime >>h>>>·>\Delta t>>>->->->>(>24>)>>>$ 

$>>>L>>\beta >\prime >>>=>->>(>>>L>2>>0>>->>>L>2>>1>>)>>·>>>i>\beta h>>>>u>>\beta >\prime >>>·>\Delta t>>>->->->>(>25>)>>>$

其中，iα’_h＝(iα_h+iβ_h)|θ＝₄₅°，

iβ’_h＝(iα_h-iβ_h)|θ＝₁₃₅°，

uα’_h＝(uα_h+uβ_h)|θ＝₄₅°，

uβ’_h＝(uα_h-uβ_h)|θ＝₁₃₅°，

如果把载波周期中的电压作为固定值处理，各电感可以仅用被变换为各坐标中的载波频率成分电流来计算。即：

            L_α∝|i_αb|_αv                (26)

            L_β∝|i_βh|_αv                (27)

            L_α′∝|i_α′h|_αv            (28)

            L_β′∝|i_β′h|_αv            (29)其中，||α_v表示把绝对值平均化。因此，公式(21)成为公式(30)。

$>>tan>>(>2>\Delta \theta >)>>=>>>>>|>>i>>>\alpha >\prime >>h>>>|>>\alpha v>>->>>|>>i>>>\beta >\prime >>h>>>|>>\alpha v>>>>>>|>>i>\alpha h>>|>>\alpha v>>->>>|>>i>\beta h>>|>>\alpha v>>>>->->->>(>30>)>>>$

因此，不运算载波电流的瞬时值，而仅取出峰值进行平均，从而可以解决以往难以实际应用的问题。

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

图1是本发明的电动机的磁极位置检测方法的原理说明图。

图2是图1所示电动机的磁极位置检测装置的控制方框图。

图3是图2所示PWM控制器的方框图。

图4是图2所示磁极位置检测器的结构图。

在图2中，速度控制器1决定q轴电流(转矩电流)指令iqRef，以比较速度指令值和速度推测值，使偏差为零。q轴电流控制器2决定电压指令Vq，以比较iqRef和电流iq，使偏差为零，其中电流iq为被变换为与转子同步旋转的坐标系10(d-q坐标变换器)中的电流中的与转矩成比例的电流。

d轴电流控制器4决定电压指令Vd，以比较idRef和电流id，使偏差为零，其中电流id为被变换为与转子同步旋转的坐标系的电流中的与磁极方向相关的电流。非干扰控制器3进行以下控制，计算在d轴、q轴之间相互干扰的速度电动势，消除对电流控制器的影响。电压振幅及相位运算器5以电压指令值Vd、Vq为输入，计算指令电压向量的振幅和相位。PWM控制器6把由电压振幅及相位运算器5运算的指令电压向量的振幅和相位作为输入，产生倒相开关信号。7是通过开关信号对AC电动机8进行三相驱动的倒相主电路。(以上是普通AC电动机的向量控制部分)。

在图2中，本发明的磁极位置检测装置的构成部分是：以PWM控制器6的载波信号为基础产生并输出磁极位置检测用高频的电路；通过静止坐标变换器9(α-β坐标变换器)变换三相高频电流后，再变换为旋转坐标系(d-q)10的部分；使三相高频电流通过BPF11，由磁极位置检测器12推测其θ，进行磁极位置检测，并作为控制基准，由速度运算器13进行速度推测的部分。

在图3中，图3表示产生任意高频的PWM控制器6的详细图。三相电压指令运算器6-1把由普通的向量控制装置计算的电压指令向量的振幅和相位角作为输入，计算三相电压指令值。

另一方面，为了使产生与驱动频率不同的高频，把由载波信号发生器6-4产生的具有任意频率的载波信号，在相位调整器6-3中以U相为基准使V相相位偏移角度Δθ，使W相偏移2Δθ，利用比较器6-2把它们和电压指令值进行比较，产生开关信号。然后，输入倒相主电路7。(利用该高频进行磁极位置检测)。

图4是图2所示磁极位置检测器12的详细结构图，在图4中，把来自图2所示BPF11的三相高频电流用坐标变换器14变换为α轴、β轴、α’轴、β’轴，取出电流峰值，通过绝对值运算器15和低通滤波器16进行平均处理，通过磁极位置运算器17推测θ。

下面说明动作。

首先，如图3所示，把由载波信号发生器6-4产生的载波信号，通过相位调整器6-3以U相为基准，使V相相位偏移角度Δθ，使W相偏移2Δθ，输出如公式(1)所示的磁极位置检测用高频uuh、uvh、uwh。 

磁极位置推测首先利用静止坐标变换器9仅抽出由带通滤波器11指定了任意频率的检测电压或指令电压和检测电流。

在图4所示磁极位置检测器12中，将从带通滤波器11输出的三相高频电流i通过坐标变换器14变换为α轴、β轴、α’轴、β’轴。然后，通过绝对值运算器15根据从坐标变换器14的输出(iα_h、iβ_h、iα’_h、iβ’_h)对各自峰值进行平均化的处理。虽然设置低通滤波器16可达到使绝对值运算器15的输出更加平滑的效果，但绝对值处理的峰值取样数目多时也可以省略。来自低通滤波器16的输出、|iα_h|α_v、|iβ_h|α_v、|iα’_h|α_v、|iβ’_h|α_v如前述公式(26)～(29)所示，与各轴的电感成比例，通过后面的磁极位置运算器17根据实施公式(30)的运算而得的Δθ计算磁极位置并输出。因此，可以不计算电感，仅用电流值就能容易地检测出磁极位置。另外通过附加平均化处理，即使电流的取样时间有偏移，也能做到基本没有因受其影响所造成的误差。

这样，检测到磁极位置后，通过速度运算器13推测速度推测值ω，通过速度控制器1调整与ωref的偏差，输出q轴电流成分iqref。在q轴电流控制器2，通过静止坐标变换器9对三相高频电流进行α-β轴变换，通过d-q轴变换器10变换为d轴基准，输出把通过与高频电流同步的向量控制得到的电流iq与iqref比较后的电压指令Vq，进行θ值的调整，可以实施基于检测磁极位置的电动机控制。

以上参照特定实施方式对本发明进行了详细说明，但对本领域的技术人员来说，显然可以在不脱离本发明的技术构思和范围内进行各种变更和修改。

本申请以2001年8月6日提交的日本专利申请(特愿2001-238060)为基础，作为参考引用了其内容。

发明效果

如上所述，根据本发明，可以对4个坐标轴上的电感仅用被变换在各个坐标上的载波频率成分电流进行计算，通过利用仅取出峰值后的平均值而不利用载波频率成分电流的瞬时值进行各种运算，可以容易地解决电流检测时间与位置运算的同步较复杂、难以实际应用的以往的问题。