单载波接收机的信道均衡器及其均衡方法

摘要

提高了均衡效率的单载波接收机的信道均衡器包括：前馈滤波器，从广播信号各符号中消除前重影；反馈滤波器，从广播信号各符号中消除后重影；加法器，将消除了前重影的符号和消除了后重影的符号相加；级别判定单元，参考预定级别数据确定在加法器中相加符号的级别，然后将确定级别反馈到反馈滤波器；格码解码器，对在加法器中相加符号执行格码解码，并且具有总解码深度N(N＝自然数)和追溯延迟总长度N×K(K＝自然数)；误差计算器，计算在加法器中相加符号和在级别判定单元中确定级别之间的误差值；及格码控制单元，控制格码解码器以便从格码解码器输出的多个解码符号可以被输入到反馈滤波器，以响应在误差计算器中得到的误差。

说明书

技术领域

本发明涉及单载波接收机的信道均衡器，更具体地说，涉及利用格码解码器提供的多个解码符号对信道环境执行接收信号均衡的单载波接收机的信道均衡器，以及其信道均衡方法。

背景技术

关于数字广播信号的传输方案，主要有残留边带(VSB)调制方案和编码正交频分多路复用(COFDM)调制方案。VSB调制方案利用单载波传输广播信号。COFDM调制方案通过多个传输信道多路复用并传输广播信号。VSB调制方案是一种美国数字广播传输方案，已经被包括韩国和美国在内的许多国家采用，而COFDM调制方案是一种欧洲数字广播传输方案。

美国陆地波(terrestrial wave)数字电视的VSB调制所采用的当前标准是ATSC-8VSB，它将传输的广播信号转换为8级。同时，VSB接收机接收已通过VSB调制所调制过的广播信号。VSB接收机被提供了一个信道均衡器，用于均衡出现在传输信道中的失真。

图1以示例方式示出在传统单载波接收机中采用的信道均衡器的示意图。单载波接收机的信道均衡器包括前馈滤波器10，反馈滤波器30，加法器40和双向限幅器50。具有前馈滤波器10和反馈滤波器30的信道均衡器被称为判定反馈均衡器(DFE)。

前馈滤波器10从广播信号的各个符号中消除前重影的影响，反馈滤波器30从广播信号的各个符号中消除后重影的影响。加法器将前重影消除后从前馈滤波器10得到的残留值与后重影消除后从反馈滤波器30得到的残留值相加。

双向限幅器50确定从加法器40得到的在预定级别中最近级别的信号级别。双向限幅器50将所确定的信号级别反馈给反馈滤波器30。

前馈滤波器10包括缓冲单元12，乘法器14以及第二加法器16。缓冲单元12按输/入顺序并以符号单位，在各个缓冲器Z^-1中存储和缓冲广播信号。乘法器14将在缓冲单元12的各个缓冲器Z^-1中保存和缓冲的各个符号乘以均衡器(未示出)的前馈滤波器抽头系数，因此，从广播信号中消除前重影。第二加法器16将广播信号消除前重影后从乘法器14中得到的值加起来。

反馈滤波器30包括缓冲单元32，乘法器34和第三加法器36。缓冲单元32按输入顺序并以符号单位连续地存储和缓冲在双向限幅器50中确定的级别数据，乘法器34从缓冲单元32的各个缓冲器Z^-1中存储和缓冲的各个符号中消除后重影。加法器36将从广播信号中消除后重影之后所得到的值加起来。

利用图1的信道均衡器，所确定级别的数据作为反馈滤波器30的输入由双向限幅器50输入。如果在确定级别数据时在双向限幅器50中出现了误差，那么该误差级别数据便经过反馈滤波器30，并且在加法器40中被加到前馈滤波器10的输出值上。

同时，在依据为广播信号设置的级别数量而确定级别数据时，双向限幅器50通常具有不同的性能。例如，对于广播信号的相同电量值，具有8级的8-VSB调制在信号级别之间具有一个间隙，该间隙是具有4级的4-VSB调制信号级别间隙的一半。因此，双向限幅器可能具有误差的级别数据确定的可能性增加了。

随着双向限幅器50的误差增加，在反馈滤波器30中发生了误差传播。进一步，依据双向限幅器50的误差，信噪比(SNR)大大地降低了，因此，降低了信道均衡器的性能，并且在整体上降低了单载波接收机的接收性能。

为了避免由双向限幅器50确定的误差级别数据带来的信道均衡器的性能恶化，可以采用格码调制(TCM)对输入到信道均衡器的信号执行格码编码。

图2示出适于用在传统单载波接收机即传统VSB接收机中的另一种信道均衡器。如图2所示，信道均衡器包括前馈滤波器10、反馈滤波器30、加法器40、双向限幅器50、计算单元60以及格码调制(TCM)单元70。

前馈滤波器10消除广播信号的各个符号的前重影影响。反馈滤波器30消除广播信号各个符号的后重影。加法器40将前重影消除后在前馈滤波器10中得到的残留值加到后重影消除后在反馈滤波器30中得到的残留值上。双向限幅器50判定在加法器40得到的预定级别中最近级别的信号级别。

计算单元60计算加法器40和双向限幅器50输出值的差别。TCM单元70对加法器40输出值执行格码解码。TCM单元70将格码解码的结果值反馈到反馈滤波器30中。因此，反馈滤波器30根据从TCM单元70反馈的格码解码数据，从广播信号的各个符号中消除后重影。

由于格码解码所引起的反馈延迟，在反馈滤波器30根据从双向限幅器50输出的值而从各个符号中消除后重影的预定时间段中，格码解码数据被输入到反馈滤波器30中。因此，反馈滤波器30必须根据在双向限幅器50中所确定的级别数据从各个符号中消除后重影，直到格码解码数据从TCM中输入，这会导致双向限幅器50错误地确定该级别数据。

进一步，在其中对广播信号具有顽固性(robust)的重影在TCM单元70的输出延迟之前就存在的信道环境下，即使在使用TCM单元70的信道均衡器中也不能保证较高的均衡性能。

发明内容

因此，本发明的一个方面是提供一种使用格码解码消除重影的残留边带(VSB)均衡器的信道均衡器，即使在对广播信号具有顽固性的重影是在格码解码引起的输出延迟之前而存在的信道环境下也能够改进均衡性能，以及其信道均衡方法。

本发明的另一个方面和优点将部分地在下面的说明中提出，部分地从说明书中是显而易见的，或由本发明的实践可以知道。

为了实现本发明的上述和/或其它方面，提高了均衡效率的单载波接收机的信道均衡器包括从广播信号各个符号中消除前重影的前馈滤波器；从广播信号的各个符号中消除后重影的反馈滤波器；将消除了前重影的符号加到消除了后重影的符号上的加法器；参考预定级别的数据确定在加法器上相加的符号级别，然后将所确定的级别反馈到反馈滤波器；对在加法器上相加的符号执行格码解码，并且具有总解码深度N(N＝自然数)和追溯延迟的总长度为N×K(K＝自然数)的格码解码器；计算在加法器中相加的符号和级别判定单元确定的级别之间误差值的误差计算器；以及控制格码解码器以便依据在误差计算器中获得的误差从格码解码器输出的多个解码符号可以被输入到反馈滤波器的格码控制单元。

格码控制单元控制格码解码器以便当与误差值对应的信噪比(SNR)等于或大于预定的阈值时，解码符号被输入到反馈滤波器中。

从解码深度状态n(n≤N，N＝自然数)输出的解码符号被输入到反馈滤波器的第1+(n×K)个滤波器抽头中。因此，从解码深度状态输出的解码符号被分别输入到反馈滤波器的相应滤波器抽头中。

利用来自级别判定单元所确定的级别的输入，反馈滤波器根据所确定的级别消除各个符号的后重影，并且，利用来自格码解码器的解码符号的另一个输入，反馈滤波器根据解码的符号消除后重影。

同时，为了实现本发明的上述和/或其它方面，单载波接收机的信道均衡方法包括，利用前馈滤波器消除输入信号各个符号的前重影；利用反馈滤波器消除输入信号各个符号的后重影；结合消除了前重影的符号和消除了后重影的符号；执行反馈操作，该反馈操作参考预定级别的数据来判定作为对应级别的符号的总和以向反馈滤波器输入所确定的级别；根据预定的误差更新算法，计算这些符号总和与所确定级别之间的误差；执行格码解码操作，利用格码解码器执行格码解码；以及执行控制操作，该控制操作根据计算的误差控制是否向反馈滤波器输入从格码解码器输出的多个解码符号。

当对应于误差值的信噪比等于或大于预定的阈值时，控制操作将来自格码解码器的解码符号输入到反馈滤波器中。

从解码深度状态n(n≤N，N＝自然数)输出的解码符号被输入到反馈滤波器的第1+(n×K)个滤波器抽头中。因此，从解码深度状态输出的解码符号被分别输入到反馈滤波器的相应滤波器抽头中。

反馈滤波器根据所确定的级别从各个符号中消除后重影，并且，利用来自格码解码器的解码符号的输入，根据解码符号从各个符号中消除后重影。

结果，即使当在误差计算器上得到的误差值对应的SNR等于或大于预定的阈值时，根据从格码解码器输入的解码数据而执行滤波的反馈滤波器仍避免了由于级别判定单元的错误级别判定而引起的均衡效率降低。

附图说明

结合下面的附图考虑，从下面对优选实施例的说明，本发明的这些和/或其它方面和优点将会变得很清晰并易于理解。

图1是示出适合用在传统单载波接收机中的信道均衡器的示意图；

图2是示出适合用在传统单载波接收机中的另一种信道均衡器的示意图；

图3是依据本发明实施例的单载波接收机的示意方框图；

图4是适合用于图3所示单载波接收机中使均衡器性能提高的信道均衡器的方框图；

图5是说明图4格码解码器的格码解码数据输出的示意图；

图6是列出依据图4格码解码器的格码解码输出延迟的信噪比列表；

图7是说明图3和4所示单载波接收机的信道均衡方法的流程图。

具体实施方式

下面将详细参考本发明的优选实施例，这些示例表示在了附图中，其中相同的参考数字在各个地方皆指相同的部件。下面将说明实施例，以便参考附图来说明本发明。

下面将参考附图详细地说明本发明。

参照示出依照本发明的实施例的VSB接收机的方框图的图3，说明VSB接收机，一种单载波接收机的结构。下面将VSB接收机作为单载波接收机的例子进行说明。但是，本发明并不限于此。

如图3所示，VSB接收机包括解调器81，失真补偿器82，梳状滤波器83，信道均衡器84，相位恢复单元85，格码解码器87，去交织器88和里德-所罗门解调器89。

解调器81将接收的RF带宽广播信号转换为基带带宽。失真补偿器82对从解调器81输出的广播信号，恢复段同步信号、场同步系信号和符号时序信号。梳状滤波器83从由解调器81输出的广播信号中消除NTSC(国家电视系统委员会)干扰信号。

信道均衡器84补偿在广播信号传输通过传输信道期间发生的信道失真。相位恢复单元85恢复信道失真补偿后的广播信号的相位。格码解码器87对带有相位失真的广播信号执行格码解码，这些失真在相位恢复单元85中被恢复了。去交织器88对应于在发送器中执行的交织，对格码解码广播信号执行去交织。里德-所罗门解调器89对应于在发送器中执行的里德-所罗门编码，对去交织的广播信号执行解码。

图5示出图3所示格码解码器87的一个例子。格码解码器87的总解码深度具有状态0，1，2，...，N，并且，在以K(K＝自然数)个符号为单位执行去交织的情况下，总的追溯延迟具有符号长度K×N。换句话说，当格码解码器87的总解码深度是在状态0，1，2，...，N时，从整个解码数据d₀，d₁，......，d_N中随机选择的多个特定的解码数据d₀，d₁，......，d_n(n≤自然数)被反馈到信道均衡器84中。因此，根据从格码解码器87反馈的特定解码数据，信道均衡器84对广播信号的各个符号执行信道均衡。

图4是适合用在单载波接收机例如图3所示的VSB接收机中以提高均衡性能的信道均衡器的方框图。图4的信道均衡器用作图3所示的信道均衡器84，相位恢复单元85和格码解码器87。

如图4所示，信道均衡器包括前馈滤波器110，反馈滤波器120，和加法器130，格码解码器140(图3中的格码解码器87)，级别判定单元150，误差计算单元160，以及格码控制器170。

反馈滤波器110消除广播信号的各个符号前重影的影响。反馈滤波器120消除广播信号的各个符号后重影。这里，构建前馈滤波器110和反馈滤波器120以便以符号为单位顺序地缓冲广播信号的输入，然后从在各个缓冲器(未示出)中缓冲的符号当中消除前重影和后重影。图4所示的前馈滤波器110和反馈滤波器120具有的结构分别与图1的前馈滤波器10和反馈滤波器30相同。

加法器130将从前馈滤波器110中输出的前重影消除值M和从反馈滤波器120输出的后重影消除值L相加。格码解码器140利用在加法器130中得到的结果值Y执行格码解码。

级别判定单元150确定从加法器130中得到的结果值Y在预定级别当中最近级别的级别。因此，级别判定单元150提供反馈滤波器120和带有所确定级别数据D的误差计算器160。级别判定单元150可以确定与预定的广播信号相应的级别，例如4级，8级或16级。

误差计算器160计算出误差值E，该值是从加法器130得到的结果值Y和级别判定单元150所确定级别的数据D之间的差值。

误差计算器160向前馈滤波器110，反馈滤波器120和格码控制单元170提供计算出的误差值E。前馈滤波器110和反馈滤波器120根据由误差计算器160提供的误差值E来更新抽头系数。

根据由误差计算器160提供的误差值E，格码控制单元170控制格码解码器140的操作。更具体地说，当与误差计算器160中获得的误差值E相应的信噪比(SNR)等于或大于预定的阈值时，格码控制单元170控制格码解码器140，以便与特定解码深度状态即从总解码深度状态0，1，2，...，N中随机选择的解码深度状态相应的特定解码数据d₀，d₁，......，d_n被输入到反馈滤波器120的多个相应滤波器抽头中。

图5表示了解码数据d₀，d₁，......，d_n从总解码深度状态1，2，...，n(n≤N，自然数)输出的情况。相应于追溯延迟长度，解码数据d₀，d₁，......，d_n分别被输入到反馈滤波器120的相应滤波器抽头上。因此，从解码深度状态‘0’输出的解码的数据d₀被输入到反馈滤波器120的第一个滤波器抽头上，而从解码深度状态‘1’输出的解码数据d₁以K个符号为单位输出，这样输出到第(1+K)个滤波器抽头上。从解码深度状态‘n’输出的解码数据d_n被输入到滤波器120的第1+(n×K)个滤波器抽头上。

当对结果值Y执行格码解码时，在格码控制单元170的控制下，格码解码器140将从特定解码深度状态输出的解码数据d₀，d₁，......，d_n分别输入到相应滤波器抽头中。因此，反馈滤波器120根据从格码解码器140输入的解码数据d₀，d₁，......，d_n，消除各个符号的后重影。

因此，反馈滤波器120根据从级别判定单元150反馈的所确定级别数据，执行后重影消除滤波，并且，当解码数据d₀，d₁，......，d_n被从格码解码器140输入时，根据解码数据d₀，d₁，......，d_n执行各个符号的后重影消除。

结果，就可以避免由于级别判定单元150错误的级别数据确定而带来的反馈滤波器120的误差传播。

图6是根据格码解码的输出延迟，格码解码器140输出信号的信噪比列表。在该实验中使用的广播信号是巴西D信道。

如图6所示，当格码解码器140的解码深度是‘0’时，巴西D信道具有最大的SNR。因此，就可能是格码解码数据d₀被从格码解码器140输入到反馈滤波器120中。因此，由于格码解码数据d₀从格码解码器140中被输入到反馈滤波器120中，均衡效率大大地提高了，即使当巴西D信道中广播信号的前部包含了具有顽固性的重影。

图7的流程图表示使用图4所示的信道均衡器来提高信道均衡效率的信道均衡方法。下面将忽略已经参考图4和图5说明过的图7的一些部分。

首先，在操作S110中，前馈滤波器110从广播信号的各个符号中消除前重影，因而输出信号M。在操作S120中，反馈滤波器120从广播信号的各个符号中消除后重影，因而输出信号L。

在操作S130中，加法器130将已经消除前重影并且从前馈滤波器110输出的信号M，以及已经消除了后重影并且从反馈滤波器120输出的信号L相加，因而输出总和信号(结果值)Y。在操作140中，格码解码器140对加法器130的总和信号Y进行格码解码。

在操作S150中，级别判定单元150确定加法器130的总和信号Y在预定级别当中最近级别的级别。因此，级别判定单元150向反馈滤波器120和误差计算器160提供所确定级别的信号D。在操作S160中，依据预定的误差更新算法，误差计算器160计算误差值E，即加法器130的总和信号Y和级别判定单元150的所确定的级别数据D之间的差。误差计算器160向前馈滤波器110、反馈滤波器120和格码控制单元170提供计算出的误差值E。前馈滤波器110和反馈滤波器120根据由误差计算器160提供的误差值E来更新系数。

同时，在操作S170中，根据由误差计算器160提供的误差值E，格码控制单元170控制何时格码解码器140的格码解码数据被输入到反馈滤波器120的时间点。当与由误差计算器160获得的误差值E相应的SNR等于或大于预定的阈值时，在操作S170中格码控制单元170控制格码解码器140向反馈滤波器120输入解码的数据。

因此，根据从级别判定单元150反馈的确定级别数据而执行后重影消除滤波的反馈滤波器120，根据从格码解码器140接收的解码数据执行各个符号的后重影消除。

因此，通过避免由于级别判定单元的误差而在反馈滤波器中出现的误差传播，信道均衡器的均衡性能就被加强了。

根据本发明，即使当与在误差计算器中得到的误差值相应的SNR等于或大于预定的阈值时，由于级别判定单元的错误级别确定而产生的均衡效率的下降，通过反馈滤波器根据从格码解码器输入的解码数据而执行滤波被避免了。

虽然上面已经说明了本发明的实施例，但是本专业的普通技术人员将会明白，本发明不应该局限于所说明的优选实施例，并且在附加权利要求书及其等同所定义的精神和范围内可以做各种各样的变化和修改。

本申请要求2002年9月19日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请号2002-57399的专利申请中的利益，该专利申请的说明包含于此以作参考。