零压零流软开关变换器

摘要

本发明公开一种零压零流软开关变换器，包括带有主功率开关和功率二极管的基本电路，还包括辅助功率开关、第一二、二极管、谐振电容、谐振电感。其特征是：在升压式变换器的储能电感和功率二极管间串入谐振电感，使得变换器主功率开关损耗和功率二极管关断时的电流应力大为减小。同时，实现了主功率开关、辅助功率开关及辅助二极管的软开关。因而，变换器的变换效率高。这一技术可以推广应用到任一种形式的脉宽调制型变换器。

说明书

本发明涉及一种零压零流软开关变换器。

现有的基本升压式变换器(图1所示)的原理电路，由于功率开关S和功率二极管D工作时存在导通损耗和开关损耗，导致变换效率低。另外，在功率开关S开通过程中，功率二极管D处于反向恢复状态，这会在功率开关S和功率二极管D中引起较大的电流尖峰。还有，若功率开关为场效应管(MOSFET)，则在其开通过程中因泄放存储在寄生电容中的电荷而产生损耗。随着频率的增加，与功率开关S和功率二极管D相关的损耗会线性增大。因此，降低升压式变换器功率开关S和功率二极管D的损耗，能够提高变换器的整体效率。为此人们进行了许多研究，如文献[1]美国专利，US 05418704 05/23/1995 Zero-voltage-transition pulse-width-modulated converter.[2]美国专利，US 05736842 04/07/1998 Technique for reducing rectifierreverse-recovery-related losses in high-voltage high-power converters.[3]美国专利，US 0544636608/29/1995 Boost converter power supply with reduced losses,control circuit and method therefor.[4]美国专利，US 06051961 04/18/2000 Soft-switching cell for reducing switching losses in pulse-width-modulated converters.提出的方案。这些方案均试图降低功率开关S和功率二极管D的损耗，并通过附加一由辅助电感、辅助开关等组成的辅助支路来达到这一目的。然而文献[1][2][3][4]提出的方案均存在着缺陷。

文献[1]提出的方案存在的主要缺陷有二：一是辅助功率开关Sa关断时为硬开关，其开关损耗比没有辅助功率开关Sa时的主功率开关S的关断损耗还要大；二是在辅助功率开关Sa关断后，谐振电感Lr与辅助功率开关Sa的结电容间会产生谐振，从而影响变换器正常工作。

文献[2]、[3]提出的方案的主要缺陷是主功率开关S承受的电压应力大，为输出电压Vo与Cr上的电压Vc之和，即：Vo+Vc。

文献[4]提出的方案的主要缺陷有二：一是主功率开关S、辅助功率开关Sa承受的电压应力大，为输出电压Vo与Cr上的电压Vc之和，即：Vo+Vc；二是辅助功率开关Sa为硬开关，其功率损耗大。

另外，文献[1]、[2]、[3]、[4]提出的方案中，主功率开关S和辅助功率开关Sa，未能实现零电流关断(ZCS)，因此，只适合用功率场效应管，即MOS管。在这些方案中，若用绝缘栅型双极性晶体管，即IGBT管，则因IGBT存在关断电流拖尾而导致关断损耗增大，变换效率降低。因此，文献[1]、[2]、[3]、[4]提出的方案不适合使用IGBT。

本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种零压零流软开关变换器，尽可能减小负面影响的前提下，实现主功率开关、辅助功率开关及二极管的软开关。

为实现上述目的，本发明提出一种零压零流软开关变换器，包括带有主功率开关和功率二极管的基本电路，其特征是：还包括辅助功率开关、第一二、二极管、谐振电容、谐振电感；所述辅助功率开关、第一二、二极管和主功率开关形成第一回路，并且，辅助功率开关、第一二极管还与谐振电容、谐振电感形成第二回路。

由于采用了以上的方案，通过辅助功率开关管、谐振电容、谐振电感和二极管的相互配合，恰当地控制两个回路的电流，实现了主功率开关、辅助功率开关及二极管的软开关，变换效率高；主功率开关和辅助功率开关的电压应力没有增大；谐振电感中最大电流没有增加，仍为。主功率开关和辅助功率开关既可为功率场效应管，即MOS管，也可为绝缘栅型双极性晶体管，即IGBT管，因此更具有应用的广泛性和实用性。

图1是基本升压式变换器原理电路。

图2a是文献[1]提出的ZVT软开关变换器原理电路。

图2b是文献[1]提出的ZVT软开关变换器开关信号示意图。

图3a是文献[2]提出的软开关变换器原理电路。

图3b是文献[2]提出的ZVT软开关变换器开关信号示意图。

图4a是文献[3]提出的软开关变换器原理电路。

图4b是文献[3]提出的ZVT软开关变换器开关信号示意图。

图5a是文献[4]提出的软开关变换器原理电路。

图5b是文献[4]提出的ZVT软开关变换器开关信号示意图。

图6是本文提出的一种软开关变换器原理电路。

图7是本文提出的软开关变换器改进型的原理电路。

图8是图6在一个开关周期内的十一种工作模式。

图9是图6在一个开关周期内主要工作波形。

图10是图6中Lf和Lr耦合形式的原理电路。

图11是图6在功率因数校正电路中的应用。

图12是本方案在降压式变换器中的应用。

图13是本方案在升降压式变换器中的应用。

图14是本方案在反激变换器中的应用。

图15是本方案在正激变换器中的应用。

图16是本方案在交错正激变换器中的应用。

图17是本方案在双管正激变换器中的应用。

图18是本方案在全桥变换器中的应用。

图19是本方案在三相桥变换器中的应用。

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明的零压零流软开关变换器包括带有主功率开关S和功率二极管Df的基本电路，其特征是：还包括辅助功率开关Sa、第一二、二极管Da、Db、谐振电容Cr、谐振电感Lr；所述辅助功率开关Sa、第一二、二极管Da、Db和主功率开关S形成第一回路，并且，辅助功率开关Sa、第一二极管Da还与谐振电容Cr、谐振电感Lr形成第二回路。

针对不同的基本电路，如升压式、降压式等，所述的第一回路和第二回路中各元件的连接关系略有不同，下面先以升压式变换器为例进行说明。

实施例一：图6所示是本发明用于升压式变换器的示意图(即：其基本电路是升压式变换器)，它还包括一个储能电感Lf，所述储能电感Lf接于主回路上，其一端接主回路直流输入端Vin正端；功率二极管Df也接于主回路上，其阴极接主回路直流输出端正端；谐振电感Lr接于储能电感Lf和功率二极管Df阳极之间；所述主功率开关管S跨接于主回路上，正端位于储能电感Lf和谐振电感Lr之间，所述谐振电容Cr一端接于功率二极管Df阳极，一端接第二二极管Db阳极，第二二极管Db阴极接主回路负端；辅助功率开关Sa正端接主功率开关S正端，负端接第一二极管Da阳极，第一二极管Da阴极接第二二极管Db阳极。

图7是本实施例的改进型电路，其中的第三二极管Dc、稳压二极管Dz用来防止主功率开关S可能产生的寄生振荡，二者阴极相连，其中第三二极管Dc阳极与主功率率开关管S正端相连，稳压二极管Dz阳极与功率二极管Df阴极相连。

所述储能电感Lf和谐振电感Lr还可以相互耦合，如图10所示。

现就图6对本发明的工作原理进行介绍。在一个开关周期内，有十一种工作模式，如图8(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、(g)、(h)、(i)、(j)、(k)所示，图9为一个开关周期内的主要波形示图，分述如下：

模式1:t＜to阶段。主功率开关S和辅助开关Sa均关断，电流通过二极管Df流向负载。辅助电路的电容Cr电压为变换器输出电压V0。

模式2:[t0-t1]阶段。在t=t0时，开通辅助开关Sa。由于电感Lr的存在，使得二极管Df中的电流不能突变，因此二极管Df的关断过程被软化，二极管Df在零电压(ZVS)条件下，到t1时刻，从Ii逐渐减小到零。这样二极管Df关断为ZVS。同时，辅助开关Sa为零电流开通(ZCS)。到t1时刻，辅助开关Sa中的电流从零上升到Ii，同时电感Lr中的电流从Ii线性下降为零。在这一阶段，电感电流可表示为：

I_Lr(t)=I_i-V_ot/L_r                               (1)

从t0到t1的时间间隔为

Δt₁=I_iL_r/V_o                                   (2)

模式3:[t1-t2]阶段。在t1时刻Lr和Cr开始谐振。到t2时为二分之一谐振周期，在t1-t2阶段，电感Lr电流由零开始反方向增加到最大，再减小到零；电容Cr放电，两端电压由Vo减小到零，再反方向增加到最大；辅助开关Sa中的电流由Ii增加到最大，再减小到Ii。在这一阶段，电感电流可表示为：

I_Lr(t)=-(V_o/Z_o)sinω_rt                          (3)

电容Cr两端电压表示为：

V_cr(t)=V_ocosω_rt                                (4)

其中：谐振角频率为：$$ >>>\omega >r>>=>1>/>>>L>r>>>C>r>\; >->->->->->->>(>5>)>>>$$

谐振特征阻抗为：$$ >>>Z>o>>=>>>L>r>>/>>C>r>\; >->->->->->->>(>6>)>>>$$

从t1到t2的时间间隔为$$ >>>\Delta t>2>>=>>T>r>>/>2>=>\pi >>>L>r>>>C>r>\; >->->->->->->>(>7>)>>>$$

谐振周期为：$$ >>>T>r>>=>2>\pi >>>L>r>>>C>r>\; >->->->->->->>(>8>)>>>$$

模式4:[t2-t3]阶段。这一阶段电感Lr和Cr间继续谐振。在t2之后，电感Lr电流开始从零正方向增加，到t3时增大为Ii；与此同时，电容Cr充电，电压从反方向最大逐渐减小；辅助开关Sa中的电流由Ii逐渐减小，到t3时减小到零。由于谐振电感Lr的存在，使得Da中的电流不能突变，而是逐渐减小到零，因此，Da为软关断。

模式5:[t3-t4]阶段。在t3时刻辅助开关Sa中的电流下降为零，此时即可关断辅助开关Sa，因此辅助开关Sa关断为零电流关断(ZCS)。在t3时刻之后，主功率开关S的反并联二极管导通，电感Lr和电容Cr继续谐振，到t4时电感Lr中电流为Ii。在这一阶段，因主功率开关S的反并联二极管导通及电感Lr和电容Cr谐振，辅助开关Sa两端电压继续维持为零。在t3-t4其间的任一时刻可开通主功率开关S，而且是零电压(ZVS)、零电流(ZCS)开通，即为ZVZCS。在这一阶段，电感电流可表示为：

I_Lr(t)=I_i+(V_o/Z_o)sinω_rt                         (9)

电容Cr两端电压表示为：

V_cr(t)=-V_ocosω_rt                                (10)

从t3到t4的时间间隔为：

Δt₄=T_r/2-(T_r/2π)arcsin(Z_oI_i/V_o)                (11)

模式6:[t4-t5]阶段。t4时刻，电感Lr中电流减小为Ii时，一方面电感Lr与电容Cr继续谐振，使得电感Lr电流下降，电容Cr继续充电，其电压继续上升，到t5时电感Lr电流降为零，电容Cr电压上升到变换器输出电压Vo；同时，主功率开关S中电流由零开始上升，到t5时主功率开关S中的电流达到Ii。由于谐振电感Lr的存在，使得Db中的电流不能突变，逐渐减小到零，因此，Db为软关断。在这一阶段，电感电流可表示为：

I_Lr(t)=I_i-(V_o/Z_o)sinω_rt                            (12)

从t4到t5的时间间隔为：

Δt₅=(T_r/2π)arcsin(Z_oI_i/V_o)                        (13)

模式7:[t5-t6]阶段。在这一阶段，变换器与普通脉宽调制(PWM)变换器功率开关导通情况相同。输入电流Ii通过主功率开关S流动。辅助开关Sa两端电压保持在输出电压值Vo。

模式8:[t6-t7]阶段。在t6时刻，辅助开关Sa在ZCS下开通，电感Lr与电容Cr谐振，电容Cr放电，其两端电压下降。在这一阶段，辅助开关中的电流为谐振电流，主功率开关S中的电流保持为输入电流Ii不变。在这一阶段，电感Lr电流由零增加到最大，再减小到零；辅助开关Sa中电流变化同电感Lr电流；电容Cr电压由Vo减小为-Vo。这一阶段，电感电流可表示为：

I_Lr(t)=-(V_o/Z_o)sinω_rt                           (14)

电容Cr两端电压表示为：

V_cr(t)=V_ocosω_rt                                 (15)

从t6到t7的时间间隔为：$$ >>>\Delta t>7>>=>>T>r>>/>2>=>\pi >>>L>r>>>C>r>\; >->->->->->->>(>16>)>>>$$

模式9:[t7-t8]阶段。辅助开关Sa在t7时刻关断，电感Lr和电容Cr继续谐振，辅助开关Sa保持为零电压。这样辅助开关Sa为零电压关断，即关断为ZVS。在这一阶段，电感Lr电流由零上升，到t8时刻达到Ii，主功率开关S中的电流由Ii下降，到t8时刻下降为零。电容Cr两端电压由反方向最大逐渐减小。

模式10:[t8-t9]阶段。在t8时刻，主功率开关S的反并联二极管导通，电感Lr与电容Cr继续谐振。在这一阶段关断主功率开关S为零电流、零电压，即ZVZCS关断。这一阶段的终止时刻为电感Lr电流再回复为Ii。这一阶段，电感电流可表示为：

I_Lr(t)=I_i+(V_o/Z_o)sinω_rt                         (17)

电容Cr两端电压表示为：

V_cr(t)=V_ocosω_rt                                 (18)

从t8到t9的时间间隔为：

Δt₉=T_r/2-(T_r/2π)arcsin(Z_oI_i/V_o)              (19)

模式11:[t9-t10]阶段。因前一阶段，谐振的半个周期并没有完成，这样一来电容Cr两端电压将继续上升，直到t10时刻达到Vo为止，之后二极管Df开始导通。在t9时刻，电容Cr两端电压由(16)、(17)式得：

从t9到t10的时间间隔为：

Δt₁₀=C_r/I_i[V_o-V_cr(t₉)]                         (21)

t10时刻之后，变换器的工作情况同模式1。

实施例二：见图12，所述基本电路是降压变换器，它还包括一个储能电感(Lf)，串联于主回路直流输出端正端，所述主功率开关管(S)串联于主回路直流输入端正端，阳极接主回路负端；谐振电感(Lr)串联于所述主功率开关管(S)和储能电感(Lf)之间，第一二极管(Da)阴极接于谐振电感(Lr)和主功率开关管(S)的共同端，阳极接辅助功率开关管(Sa)的负端，辅助功率开关管(Sa)的正端一边接第二二极管(Db)的阴极，一边接谐振电容(Cr)，第二二极管(Db)的阳极则接于主功率开关管(S)的正端，谐振电容(Cr)另一端接于谐振电感(Lr)和储能电感(Lf)的共同端，功率二极管(Df)阴极接储能电感(Lf)和谐振电感(Lr)的共同端。

实施例三：见图13，所述基本电路是升降压式变换器，它还包括一个储能电感(Lf)，跨接于主回路正负两端，所述主功率开关管(S)串联于主回路直流输入端正端，功率二极管(Df)串联于主回路直流输出端正端，其中阳极接负载一侧，阴极接储能电感(Lf)；谐振电容(Cr)串联于所述主功率开关管(S)和功率二极管(Df)之间，第一二极管(Da)阴极接于谐振电容(Cr)和主功率开关管(S)的共同端，阳极接辅助功率开关管(Sa)的负端，辅助功率开关管(Sa)的正端一边接第二二极管(Db)的阴极，一边接谐振电感(Lr)，第二二极管(Db)的阳极则接于主功率开关管(S)的正端，谐振电感(Lr)另一端接于谐振电容(Cr)和功率二极管(Df)的共同端。

实施例四：见图14，所述基本电路是反激式变换器，它还包括一个变压器(Tr)，其副边跨接于主回路直流输出端正负两端，原边一端接谐振电感(Lr)和谐振电容(Cr)，另一端接主回路直流输入端正端，谐振电感(Lr)的另一端接主功率开关管(S)正端，主功率开关管(S)负端接主回路直流输入端负端；功率二极管(Df)串联于主回路直流输出端正端，其中阴极接负载一侧；谐振电容(Cr)的另一端接第二二极管(Db)的阳极和辅助功率开关管(Sa)的正端，第二二极管(Db)的阴极接主回路直流负端，辅助功率开关管(Sa)的负端接第一二极管(Da)的阳极，第一二极管(Da)的阴极接主功率开关管(S)的正端。

实施例五：见图15，所述基本电路是正激式变换器，它还包括一个变压器(Tr)、互感线圈(T1)、第四二极管(Dp)，互感线圈(T1)和变压器(Tr)原边耦合而极性相反，它一端接主回路直流正端，一端接第四二极管(Dp)阴极，第四二极管(Dp)的阳极接主回路直流负端；所述变压器(Tr)副边跨接于主回路直流输出端正负两端，原边一端接谐振电感(Lr)和谐振电容(Cr)，另一端接主回路直流输入端正端，谐振电感(Lr)的另一端接主功率开关管(S)正端，主功率开关管(S)负端接主回路直流输入端负端；功率二极管(Df)串联于主回路直流输出端正端，其中阴极接负载一侧；谐振电容(Cr)的另一端接第二二极管(Db)的阳极和第一二极管(Da)的阴极，第二二极管(Db)的阴极接主回路直流负端，辅助功率开关管(Sa)的负端接第一二极管(Da)的阳极，正端接主功率开关管(S)的正端。

实施例六：见图16，所述基本电路是交错正激式变换器，它有两个主功率开关(S1、S2)，它还包括一个变压器(Tr)，所述变压器(Tr)增加一个原边线圈(T1)，两个原边线圈极性相反，它们一端接主回路直流正端，另一端分别接第一、二谐振电感(Lr1、Lr2)和第一、二谐振电容(Cr1、Cr2)；第一、二谐振电感(Lr1、Lr2)的另一端分别接第一、二主功率开关管(S1、S2)正端，第一、二主功率开关管(S1、S2)负端接主回路直流输入端负端；功率二极管也分为两个(Df1、Df2)，其阳极分别接变压器(Tr)副边两端，阴极共同接于储能电感(Lf)；储能电感(Lf)另一端接负载一侧；第一、二谐振电容(Cr1、Cr2)的另一端分别接第八、九二极管(Db1、Db2)的阳极和第六、七二极管(Da1、Da2)的阴极，第八、九二极管(Db1、Db2)的阴极接主回路直流负端，第一、二辅助功率开关管(Sa)的负端接第六、七二极管(Da1、Da2)的阳极，正端接第一、二主功率开关管(S1、S2)的正端。

实施例七：见图17，所述基本电路是双管正激式变换器，它有两个主功率开关(S1、S2)，还包括一个变压器(Tr)及第一、二平衡二极管(Dr1、Dr2)，其中第一平衡二极管(Dr1)的阳极接主回路直流负端，阴极接变压器(Tr)原边一端，第二平衡二极管(Dr2)阴极接主回路直流正端，阳极接变压器(Tr)原边另一端；功率二极管(Df1)阳极接变压器(Tr)副边，阴极接于储能电感(Lf)；储能电感(Lf)另一端接负载一侧；所述变压器(Tr)的原边线圈一端接第二平衡二极管(Dr2)的阳极和第一谐振电感(Lr1)及第一谐振电容(Cr1)，另一端接第二主功率开关(S2)及第一平衡二极管(Dr1)阴极；

第一谐振电感(Lr1)的另一端接第一主功率开关管(S1)正端，第一主功率开关管(S1)负端接主回路直流输入端负端；第一谐振电容(Cr1)的另一端接第八二极管(Db1)的阳极和第六二极管(Da1)的阴极，第八二极管(Db1)的阴极接主回路直流负端，第一辅助功率开关管(Sa1)的负端接第六二极管(Da1)的阳极，正端接第一主功率开关管(S1)的正端；

第二谐振电感(Lr2)一端接主回路直流输入端正端，另一端接第二主功率开关管(S2)正端；第二谐振电容(Cr2)一端接主回路直流正端，另一端接第九二极管(Db2)的阳极和第七二极管(Da2)的阴极，第九二极管(Db2)的阴极接第二主功率开关(S2)负端，第二辅助功率开关管(Sa2)的负端接第七二极管(Da2)的阳极，正端接第二主功率开关管(S2)的正端。

实施例八：见图8，所述基本电路是全桥变换器，它有四个主功率开关(S1、S2、S3、S4)，它还包括一个变压器(Tr)，所述变压器(Tr)的原边线圈分别通过第一、二主功率开关(S1、S2)接主回路直流负端，通过第三、四主功率开关(S3、S4)接主回路直流正端；其中第一、二主功率开关(S1、S2)和变压器(Tr)原边之间还分别有第一、二电感(Lr1、Lr2)，第一、二主功率开关管(S1、S2)负端接主回路直流输入端负端；副边整流二极管有四个(D1、D2、D3、D4)，组成整流电路，储能电感(Lf)一端接该整流电路输出端，另一端接负载一侧；第一、二谐振电容(Cr1、Cr2)的一端分别接变压器(Tr)原边两端，另一端分别接第八、九二极管(Db1、Db2)的阳极和第六、七二极管(Da1、Da2)的阴极，第八、九二极管(Db1、Db2)的阴极接主回路直流负端，第一、二辅助功率开关管(Sa)的负端接第六、七二极管(Da1、Da2)的阳极，正端接第一、二主功率开关管(S1、S2)的正端。

实施例九：见图19，所述基本电路是三相桥变换器，它有三相六个桥臂，每桥各有一个主功率开关(S1、S2……)，三相分别通过三个输出电感(L1、L2、L3)接到输出端(Va、Vb、Vc)；其中每个主功率开关(S1、S2……)各有一个软开关电路，其中任一个的组成均为：电感(Lrx，其中x为1、2……)一端接输出电感(Lz，其中z为1、2或3)，另一端接主功率开关管(Sx)，主功率开关管(Sx)负端接主回路直流输入端负端或正端；谐振电容(Crx)的一端接输出端电感(Lz)，另一端接一个二极管(Db1x)的阳极和另一个二极管(Da1x)的阴极，两个二极管(Db1x、Da1x)的另一极分别接主回路直流负端和辅助功率开关管(Sax)的负端，辅助功率开关管(Sax)的正端接主功率开关管(Sx)的正端。

方案总结

在上述各例中，其基本思路是一样的，只是适应各种不同的具体电路，相应调整各元件的联接关系。

本发明由于在升压式变换器的储能电感和功率二极管间串入谐振电感，使得变换器主功率开关损耗大为减小，功率二极管关断时的电流应力(di/dt)大为减小。同时，由辅助功率开关、谐振电感、谐振电容及两个辅助二极管构成的有源吸收辅助电路，再配合主功率开关和辅助功率开关的适当的开通、关断时序，实现了主功率开关、辅助功率开关及辅助二极管的软开关。因而，变换器的变换效率高。这一技术可以推广应用到任一种形式的脉宽调制型(PWM)变换器。

本方案实现了主功率开关S、辅助功率开关Sa及二极管Df、Da、Db的软开关，变换效率更高；主功率开关S和辅助功率开关Sa的应力没有增大，承受最大电压为Vo；谐振电感Lr中最大电流没有增加，仍为I_o+V_o/Z_o。主功率开关S和辅助功率开关Sa既可为功率场效应管，即MOS管，也可为绝缘栅型双极性晶体管，即IGBT管，因此更具有应用的广泛性和实用性。