升压及降压变换软开关拓扑电路

摘要

升压及降压变换软开关拓扑电路,谐振电容Cr和续流二极管VDf并联在辅开关VMa两端,谐振电感Lr同主开关VMm组成串联支路与谐振电容井联,主、辅二极管VDm和VDa阴极或阳极相连。电路的控制逻辑是:开通主开关δ1时间再开通辅开关,两者同时导通T1时间后关断主开关,经过δ2时间又关断辅开关,两者同时关断T2时间再从头开始。由于是软开关,实现了零电流、零电压开通和零电压关断,因而能降低开关损耗和EMI噪音,获得较高的变流效率。

说明书

本发明涉及静止型电力变流电路，尤其涉及用于直流升压和降压变换的半导体软开关拓扑电路。

现有用于电力静止变流的技术，例如常规的升压变换(Boost)电路，如图1所示，包括电压源U_i、储能电感L_m、MOSFET(电力场效应晶体管)开关器件V_S、快恢复二极管V_D、输出滤波电容C_o和负载电阻R_L。在图2上绘出了该电路的工作时序。例如，在t＝t₀时刻，开关器件V_S导通，二极管V_D硬关断。由于二极管V_D的载流子存储效应，造成它有很大的反向恢复电流。在t＝t₁时刻，二极管V_D的电流I_VD反向恢复达到最大值I_R，通过开关器件V_S的电流I_d-a＝I_i+I_R。正是这个很大的反向恢复电流，使得二极管V_D的关断损耗和开关器件V_S的开通损耗都很大，以致电路效率低下，只能达到η＝95.5％左右，EMI(电磁干扰)噪音也很大。图2上t＝t₂时刻，开关器件V_S关断，储能电感L_m的电流通过二极管V_D向输出滤波电容C_O充电，磁场储能转变为电场储能。目前单相整流电源的PFC(功率因数校正)技术大多采用这种升压型电路。

本发明的目的在于避免上述现有技术的不足之处而提出一种能降低电路开关损耗、抑制开关器件V_S关断时产生的尖峰电压和开关噪声，从而获得更高电路变流效率和降低EMI噪音的用于电力变流的软开关拓朴电路。

本发明的目的可以通过采用以下技术方案来实现：提出一种用于电力变流的软开关拓扑结构，借助半导体功率开关及其控制逻辑，再适当连接储能元件，来开关电力电路，变换输入电力使之具有所需电压、频率、相数或波形。本发明首先提供一种升压变换软开关拓扑电路，包括电压源U_i、储能电感L_m、辅开关VM_a、主二极管VD_m、滤波电容C_o和负载电阻R_L，尤其还包括谐振电感L_r、谐振电容C_r、续流二极管VD_f、辅二极管VD_a和主开关VM_m。所述谐振电容C_r和续流二极管VD_f均并联在辅开关VM_a两端，续流二极管VD_f的阻极连接电压源U_i负端，谐振电感L_r同主开关VM_m组成串联支路与谐振电容C_r并联，所述主、辅二极管VD_m和VD_a阴极相连，接至滤波电容C_o正极，辅二极管VD_a的阳极连接谐振电感L_r同主开关VM_m的串联连接点p1，主二极管VD_m的阳极连接储能电感L_m同谐振电感L_r的连接点p2；所述电路的控制逻辑是，先开通主开关VM_m，经过一小段时间δ1之后又开通辅开关VM_a，在该两开关VM_m和VM_a同时导通T1时间后关断主开关VM_m，接着经过δ2时间后又关断辅开关VM_a，在此后的T2时间段两开关VM_m和VM_a均关断，至T2时间段末，令主开关VM_m重新开通，如此周而复始。

附图的图面说明如下：图1是现有技术升压变换(Boost)电路的原理图；图2是图1电路工作时各部分电压、电流时序图；图3是本发明软开关拓扑在升压变换电路中应用的原理图；图4，a至f为图3电路工作时各部分电压、电流时序图；图5是进一步完善的本发明软开关拓扑在升压变换电路中应用的原理图；图6，a至f为图5电路工作时各部分电压、电流时序图；图7是本发明软开关拓扑在降压变换(Buck)电路中应用的原理图；图8是进一步完善的本发明软开关拓扑在降压变换电路中应用的原理图；图9为图5电路用于PFC(功率因数校正)的一个最佳实施例原理电路图。

以下结合附图所示各最佳实施例作进一步详述。

本发明软开关拓扑用于升压变换电路，如图3、图6所示，除包括电压源U_i(301或501)、储能电感L_m(302或502)、辅开关VM_a(306或506)、主二极管VD_m(307或507)、滤波电容C_o(309或509)和负载电阻R_L(310或510)等现有技术升压变换电路必须的各元器件外，还包括谐振电感L_r(305或505)、谐振电容C_r(304或504)、续流二极管VD_f(300或500)、辅二极管VD_a(308或508)和主开关VM_m(303或503)。所述谐振电容C_r和续流二极管VD_f均并联在辅开关VM_a两端，续流二极管VD_f的阳极连接电压源U_i负端，谐振电感L_r同主开关VM_m组成串联支路与谐振电容C_r并联，所述主、辅二极管VD_m和VD_a阴极相连，接至滤波电容C_o正极，辅二极管VD_a的阳极连接谐振电感L_r同主开关VM_m的串联连接点p1，主二极管VD_m的阳极连接储能电感L_m同谐振电感L_r的连接点p2；所述电路的控制逻辑是，先开通主开关VM_m，经过一小段时间δ1之后又开通辅开关VM_a，在该两开关VM_m和VM_a同时导通T1时间后关断主开关VM_m，接着经过δ2时间后又关断辅开关VM_a，在此后的T2时间段两开关VM_m和VM_a均关断，至T2时间段末，令主开关VM_m重新开通，如此周而复始。针对图3、图4所示升压变换软开关拓扑电路的两个时间参量δ1和δ2，可用数学式表达如下：$$ >>\delta >1>\ge >>V>o>>/>>(>>L>r>>·>>i>>r>1>>>)>>+>\pi >>>L>r>>·>>C>r>\; >/>2>;>$$δ2＝Vo/(L_r·i_r2)；式中：i_r1是主开关VM_m开通时流经谐振电感L_r的电流，

  i_r2是主开关VM_m关断时流经谐振电感L_r的电流，

  V_o是所述电路的输出电压，即滤波电容C_o两端的电压。

图3实施例所用主、辅开关VM_m和VM_a都是场效应晶体管，其各部分工作时序见图4，其中图4a为主开关VM_m的栅-源电压驱动波形，图4b为辅开关VM_a的栅-源电压驱动波形，图4c为主开关VM_m的漏-源电压波形，图4d是辅开关VM_a的漏-源电压波形，图4e是谐振电感L_r的电流波形，图4f是主二极管VD_m的电流波形。在t0时刻，主开关VM_m开通，借助谐振电感L_r实现主二极管VD_m软关断。在t1时刻，主二极管VD_m关断，谐振电感L_r与谐振电容C_r开始谐振，至t2时刻，谐振电容C_r上的电压等于零，续流二极管VD_f开始导通续流。在续流期间至t3时刻，开通辅开关VM_a，实现辅开关VM_a零电压开通。在t3～t4期间，主开关VM_m和辅开关VM_a均开通，但电流仍只流过主开关VM_m。在t4时刻关断主开关VM_m，辅开关VM_a仍处于导通状态，谐振电感L_r储能电流经辅二极管VD_a流向输出滤波电容C_o。流经谐振电感L_r的电流逐渐减小，但流过辅开关VM_a的电流则逐渐增加。在t5时刻，谐振电感L_r的电流减小到零，此时关断辅开关VM_a，储能电感L_m的电流开始向谐振电容C_r充电。显然，跨接在辅开关VM_a两端的谐振电容C_r帮助实现了辅开关VM_a零电压关断。在t6时刻，谐振电容C_r两端电压与滤波电容C_o两端电压相等，此时主二极管VD_m导通，储能电感L_m的磁场能量以电流形式经主二极管VD_m流向滤波电容C_o，供给负载R_L。在t7时刻，主开关VM_m再次开通，周期地重复上述过程。

相比现有技术，本发明图3软开关拓扑结构的优点在于：①实现了主二极管VD_m的软关断；②实现了主开关VM_m的零电流开通；③实现了辅开关VM_a零电压开通和零电压关断。

图5展示进一步完善的本发明拓扑结构用于升压变换电路的原理图，它除了包括图3电路所有的元器件、使用同样的控制逻辑之外，还包括无损吸收二极管VD_ab(513)和无损吸收电容C_ab(512)，该无损吸收二极管VD_ab与所述辅二极管VD_a同方向串联，组成的串联支路与所述谐振电感L_r同主二极管VD_m组成的串联支路相并联，所述无损吸收电容C_ab跨接在主二极管VD_m的阳极和辅二极管VD_a的阳极之同。

图5实施例各部分工作时序见图6，其中图6a为主开关VM_m的栅-源电压驱动波形，图6b为辅开关VM_a的栅-源电压驱动波形，图6c为主开关VM_m的漏-源电压波形，图6d是辅开关VM_a的漏-源电压波形，图6e是谐振电感L_r的电流波形，图6f是主二极管VD_m的电流波形。在t0时刻，主开关VM_m开通，借助谐振电感L_r实现主二极管VD_m软关断。在t1时刻，主二极管VD_m软关断，谐振电感L_r与谐振电容C_r开始谐振，至t2时刻，谐振电容C_r上的电压等于零，续流二极管VD_f开始导通续流。在续流期间于t3时刻，开通辅开关VM_a，实现辅开关VM_a零电压开通。在t3～t4期间，主开关VM_m和辅开关VM_a均开通，但电流仍只流过主开关VM_m。在t4时刻关断主开关VM_m，辅开关VM_a仍处于导通状态，谐振电感L_r的储能通过无损吸收二极管VD_ab逐步向无损吸收电容C_ab转移，流经谐振电感L_r的电流逐渐减小，而在t4时刻，流过辅开关VM_a的电流陡然增加，直至与流经储能电感L_m的电流相同。由于无损吸收电容C_ab的电压是缓慢上升的，实现了主开关VM_m的零电压关断。在t5时刻，流经谐振电感L_r的电流减小到零，此时辅开关VM_a关断，由于此时无损吸收电容C_ab两端的电压与输出滤波电容C_o两端的电压相同，辅开关VM_a的电压上升速率受到无损吸收电容C_ab通过辅二极管VD_a放电的限制和并在辅开关VM_a两端的谐振电容C_r充电的限制，实现了辅开关VM_a的零电压关断。在t6时刻，辅开关VM_a两端电压上升到与滤波电容C_o的电压相同，主二极管VD_m导通。至t7时刻，主开关VM_m再次开通，周期地重复上述过程。

至此可以作如下归纳：如图5所示的进一步完善的本发明软开关拓扑应用于升压变换电路具有的优点是：①实现了主二极管VD_m软关断；②实现了主开关VM_m零电流开通和零电压关断；③实现了辅开关VM_a零电压开通和零电压关断。

本发明软开关拓扑用于降压变换(Buck)电路的最佳实施例见图7和图8，它除包括电压源U_i(701或801)、储能电感L_m(702或802)、辅开关VM_a(706或806)、主二极管VD_m(707或807)、滤波电容C_o(709或809)和负载电阻R_L(710或810)等现有技术降压变换电路所必须的元器件外，还包括谐振电感L_r(705或805)、谐振电容C_r(704或804)、续流二极管VD_f(700或800)、辅二极管VD_a(708或808)和主开关VM_m(703或803)；所述电压源U_i、辅开关VM_a、储能电感L_m和滤波电容C_o连接成一串联回路，电压源U_i正端与辅开关VM_a的一端相连，该辅开关VM_a的另一端连结储能电感L_m、谐振电感L_r和主二极管VD_m阴极的共同连结点q1，谐振电容C_r和续流二极管VD_f同辅开关VM_a相并联，主开关VM_m则同谐振电感L_r组成串联支路再同该辅开关VM_a相并联，主开关VM_m与谐振电感L_r的连接点q2与辅二极管VD_a阴极相连结，电压源U_i正端同时连结续流二极管VD_f阴极；所述电路的控制逻辑是：先开通主开关VM_m，经过一小段时间δ1之后，在二极管VD_f续流导通期间开通辅开关VM_a，待主、辅两开关VM_m和VM_a同时导通T1对间后又关断主开关VM_m，接着经过δ2时间再关断辅开关VM_a，在此后的T2时间段两开关VM_m和VM_a均关断，至T2时间段末，令主开关VM_m重新开通，如此周而复始，其实现软开关的思想与图3的升压变换电路是一样的。

现在具体描述图7降压变换电路各部分电压、电流的时序，其中一些时间标识可参见图4。主开关VM_m(703)开通时，借助谐振电感L_r(705)实现主二极管VD_m(707)软关断和主开关VM_m零电流开通。在主二极管VD_m软关断后，谐振电容C_r(704)与谐振电感L_r谐振。当谐振电容C_r的电压谐振到零后，续流二极管VD_f(700)开始导通续流。在此VD_f续流导通期间，开通辅开关VM_a(706)，实现辅开关零电压开通。此时间段T1，主开关VM_m与辅开关VM_a处于同时开通状态，但电流仍只流经主开关VM_m。在辅开关VM_a开通后经过T1时间，关断主开关VM_m，而辅开关VM_a仍处于开通状态。此时辅二极管VD_a导通，给谐振电感L_r的电流提供续流通路。之后，流经谐振电感L_r的电流逐渐减小，流经辅开关VM_a的电流逐渐增加，一俟谐振电感L_r的电流减小到零，辅二极管VD_a随即软关断，同时关断辅开关VM_a，并联在辅开关VM_a两端的谐振电容C_r实现了辅开关VM_a的零电压关断。当谐振电容C_r的电压上升到电压源U_i的电压时，主二极管VD_m开通，给储能电感L_m提供续流通路。在这之后某一时刻，在主、辅开关VM_m和VM_a都关断的时间段T2末，重新开通主开关VM_m，周期性地重复上述过程。

进一步完善的本发明拓扑结构用于降压变换电路的原理图见图8，它除了包括图7电路所有的元器件、使用同样的控制逻辑之外，还包括无损吸收二极管VD_ab(813)和无损吸收电容C_ab(812)，该无损吸收二极管VD_ab与所述辅二极管VD_a同方向串联，组成的串联支路与所述谐振电感L_r同主二极管VD_m组成的串联支路相并联，所述无损吸收电容C_ab跨接在主二极管VD_m的阴极和辅二极管VD_a的阴极之间。

图8电路实现软开关的思想同图5的升压变换电路是一样的，其具体工作过程如下：当主开关VM_m(803)开通时，借助谐振电感L_r(805)实现主二极管VD_m(807)的软关断和主开关VM_m零电流开通。在主二极管VD_m软关断后，谐振电容C_r(804)与谐振电感L_r谐振。当谐振电容C_r的电压谐振到零后，续流二极管VD_f(800)开始导通续流，在VD_f续流导通期间，开通辅开关VM_a(806)，实现所述辅开关零电压开通。此T1时间段内，主、辅两开关VM_m和VM_a都处于开通状态，但电流仍只流经主开关VM_m。在辅开关VM_a开通后经过T1时间，主开关VM_m关断，而辅开关VM_a仍处于开通状态，此时无损吸收二极管VD_ab导通，借助无损吸收电容C_ab给谐振电感L_r的电流提供续流通路，实现主开关VM_m零电压关断。之后，流经谐振电感L_r的电流逐渐减小，但流经辅开关VM_a的电流在主开关VM_m关断时陡然增加，直至与流经储能电感L_m的电流相同。在谐振电感L_r的电流减小到零时，无损吸收二极管VD_ab软关断，同时也关断辅开关VM_a，辅二极管VD_a随即导通，通过无损吸收电容C_ab放电和谐振电容C_r充电为储能电感L_m提供续流通路，从而实现辅开关VM_a零电压关断。当无损吸收电容C_ab的电压降为零时，辅二极管VD_a关断，同时主二极管VD_m开通，为储能电感L_m提供续流通路。在主、辅开关都关断经过T2时间后，再次开通主开关VM_m，周期性地重复上述过程。

图9展示本发明进一步完善的软开关拓扑升压变换电路(图5)用于PFC(功率因数校正)的最佳实施例电原理图。该电路不仅易于控制、EMI(电磁干扰)噪音小，而且效率高达97％。用现有技术升压变换电路构成的PFC电路，虽然控制简单，但效率只有95.5％左右，并且EMI噪音大。

所述最佳实施例的电路，见图9，包括主电路9和控制电路96。主电路9包括EMI滤波器F(93)、整流桥RB(94)和一块印刷电路板90，该印刷电路板90上是本发明进一步完善的升压变换电路，所用各元器件见本说明书末的明细表。图9中，单相交流电力自L、N端子输入，经抗电磁干扰滤波器F净化后输入整流桥RB变换为直流，再经电路板90上的电路，从端子F、G输出经电容C_o(909)滤波后的+415伏直流电力供给负载。

控制电路96也画在图9上，由功率因数校正主令控制电路MC(960)发出45千赫控制脉冲，其中一路经驱动器D2(968)后再经电阻R4(969)，驱动主开关VM_m(903)，另一路经二极管VD2(963)、电阻R2(964)和电容C1(965)组成的R-C延时网络，产生需要的前沿延时，经二极管VD1(961)、电阻R1(962)和电容C1(965)组成的R-C延时网络，产生需要的后沿延时。所述经过前、后沿延时处理的控制脉冲，再经驱动器D1(966)后，经电阻R3(967)驱动辅开关VM_a(906)。

同现有技术相比较，本发明的升压及降压变换软开关拓扑电路，由于实现了主二极管VD_m软关断，主开关VM_m零电流开通和零电压关断，辅开关VM_a零电压开通和零电压关断，因而能降低电路开关损耗和电磁干扰噪音，获得较高的变流效率。

本发明最佳实施例所用元、器件明细表如下：电路符号(零件标号)    名   称        型号、规格     性质说明     制造厂商VM_m(903)             主开关         IRG4PC50W       IGBTVM_a(906)             辅开关         IXFH20N60       MOSFETL_m(902)              储能电感       500μHL_r(905)              谐振电感       10μHVD_m(907)             主二极管       DSEI 60-06AVD_a(908)             辅二极管       MUR 8100VD_ab(913)            无损吸收二极管 MUR 8100C_ab(912)             无损吸收电容   22nFC_o(909)              滤波电容       3×330μF/450VD1(966)               驱动器         UC 3708                      UnitrodeD2(968)               驱动器         UC 3708                      Unitrode