无线电信号接收装置和无线电信号接收方法

摘要

无线电信号接收装置和接收方法，通过限制自动频率控制(AFC)电路的过量补偿实现改善接收特性。基带定相信号提供到AFC单元，一路提供到频率误差部分、积分均衡部分、数值限制部分和积分器串联处理通道，另一路至加法器。频率误差检测部分检测基带定相信号的频率误差，积分均衡部分积分和均衡该频率误差，此后在数值限制部分将其限制在一预定的范围内，最后在积分器中积分。由加法器从原始基带定相信号中减去积分的频率误差。

说明书

本发明涉及一种无线电信号接收装置和无线电信号接收方法，尤其是这样一种无线电信号接收装置和无线电信号接收方法，即在其中通过对相位差分输出信号增加数值限制使接收特性得到提高。

在无线电通信系统中，AFC(自动频率控制器)单元已被用于补偿从发送端发送的并在接收端接收的被调制的信号和将在接收端解调的信号之间的频移，并抑制接收特性的变差。

当一信号暂时地受到一大的频率误差、大的干扰信号(噪音信号)、衰落现象等的影响相位突然改变时，常规的AFC单元根据接收信号短时的相位变化进行信号补偿，而且它将产生过量的补偿，从而使无线电信号接收机的接收特性变差。

本发明是针对上述这种情况实现的，它通过在AFC单元中应用数值限制从而能够提高无线电信号接收机的接收特性。

根据本发明的无线电信号接收装置包括一AFC(自动频率控制器)单元，其用于补偿信号调制所用的频率与将用于信号解调的频率之间的频率误差，这个补偿是通过从被调制的信号中检测该频率误差并将该检测的频率误差限制在一预定的范围内实现的。

无线电信号接收装置还包括用于将调制的信号变换成一基带定相信号的检相器，且AFC单元从该基带定相信号中检测频率误差。

因此，AFC单元包括：一频率误差检测部分，用于从由检相器变换的基带定相信号中检测频率误差；一积分均衡部分，用于积分和均衡由频率误差检测部分检测的频率误差；以及一数值限制部分，用于将由积分均衡部分积分和均衡的频率误差限制在一预定的范围内。

此外，AFC单元包括：用于将数值限制部分输出的被限制的频率误差积分的一积分器，以及一个信号加法器，其用于从被检相器变换的基带定相信号中减去积分器的输出信号。

在本发明中，接收的无线电信号可以是被一π/4移位DQPSK(差分四相移键控)调制系统调制的一信号，且检测的频率误差可以被限制在-π/4和π/4之间的一相位偏移范围内。

根据本发明的无线电信号接收方法可以应用于一无线电信号接收装置，该装置设置有一自动频率控制器单元，其用于补偿信号调制所用的频率与将用于信号解调的频率之间的频率误差。

所述的方法包括：将接收的被调制的信号变换成基带定相信号；延迟该基带定相信号一个码元，并根据基带定相信号和超前一个码元的基带定相信号之间的差别检测频率误差；将检测的频率误差限制在一预定的范围内；以及从变换的基带定相信号中减去被限制的频率误差。

图1示出了根据本发明的无线电信号接收装置的一个AFC(自动频率控制器)的基本结构的方块图。

图2示出了根据本发明的无线电信号接收装置的信号解调功能块的构成实例的一方块图。

图3示出了图2所示的AFC单元的构成实例的一方块图。

图4示出了图3所示频率误差检测部分的构成实例的方块图。

图5示出了图2中所示的AFC单元的另一构成实例的方块图。

图6是用于说明π/4移位DQPSK相位点的示意图。

下面将参照附图详细地描述本发明的一实施例。

图1示出了本发明无线电信号接收装置的AFC电路的一原理图。该AFC电路是这样一个电路，在无线电通信中，其补偿在发送端信号调制所用的频率与在接收端用于信号解调制的频率之间的频率差，并抑制无线电信号接收机的接收特性的下降。

如图1所示，频率误差检测部分301输入任何可用信息(例如，相位信息)，检测那里的频率误差并将其输出。积分均衡部分302为频率误差检测部分检测的频率误差值执行积分处理和均衡处理，以及为接收系统计算频率偏移补偿值并将其输出。一数值限制部分303对这个输出值施加一数值限制，在此之后，将其输出。

下面参照图2，将描述根据本发明的无线电信号接收装置的信号解调功能块的构成实例。

在图2中，一射频(RF)单元10将通过天线接收的一信号的频率降低到一中频(IF信号)。检相器20从射频单元10提供的中频信号中产生一基带信号。AFC单元30补偿由于检相器20提供的基带信号的频率误差造成的相位偏移。差动解码单元40为AFC单元30提供的信号执行差动解码。判定部分50为来自差动解码单元40的信号执行一判定处理过程。

下面将描述信号解调功能块的工作过程。从天线接收的被调制的信号馈送到射频单元10，在射频单元10中与来自本机振荡器的信号混频并降低至中频(IF)信号。接着，该中频信号被馈送到检相器20并根据一参考时钟信号变换成基带定相信号(基带信号)。在此，在该基带信号产生时使用的参考时钟信号(用于采样)应该是其中建立了位同步的时钟信号。

被转换成基带信号的定相信号被馈送到AFC单元30，并在AFC单元30中，由于频率误差造成的相移得到补偿。此后，该信号被馈送到差动解码单元40，并且在差动解码之后，在判定单元50被判定和解调制。

下面将描述AFC单元30的构成和工作过程。图3示出了图2所示的AFC单元30的一构成实例。在图3中，如图1所示的一个电路被设置成一开环型，并且加入一积分器304，以便使计算的频率误差补偿信号适合于这个接收系统。

频率误差检测部分301从检相器20提供的基带定相信号中检测频率误差分量，并提供与该频率误差分量对应的一频率误差信号到积分均衡部分302。积分均衡部分302积分并均衡来自频率误差检测部分301的频率误差信号，并提供一均衡频率误差信号到数值限制部分303。

数值限制部分303对来自积分均衡部分302的频率误差信号提供一数值限制。积分器304按照每一个码元对从数值限制部分303提供的被数值限制的频率误差信号进行积分。该被积分的信号，即，在加法器中，该频率误差补偿信号从原始基带定相信号中被减去，并输出减得的结果。

在此，数值限制部分303对来自积分均衡部分302的频率误差信号提供一数值限制。包括数值限制的AFC单元30的详细的操作过程将在后面描述。应注意，由于本发明涉及此AFC单元30，解调制功能块的其他单元(射频单元，检相器，差动解码单元和判定单元)不作特别地描述。

下面将参照图4和图6详细地描述图3所示的AFC单元的工作过程。图4中示出了图3所示的AFC单元的频率误差检测部分301的一构成实例。一延迟电路(表示为Z-1)将输入基带定相信号仅延迟一个码元，此后将其输出。一加法器计算该输入基带定相信号和经过延迟电路的超前一码元的信号的差别，并输出相位差分信号。另一加法器从加法器提供的相位差分号中减去一固有值(在此例中，如图6所示的四个相位点的相位[数据真值]是最靠近±π/4、±3π/4之中的相位差分信号的相位的一相位)，并计算偏移量。

首先，为输入基带定相信号导出与一码元超前的基带定相信号的差别。在图4中，Z-1意味着一码元延迟。

设定本实施例的无线电接收装置的调制系统是一π/4移位DQPSK(差分四相移键控)系统。因此，一个码元的差分信号，即，表示输入基带定相信号和一码元提前的基带定相信号之间的差别的信号的相位点只能够在如图6所示的四个点上(±π/4、±3π/4)，假设在那里没有噪音信号或衰落现象的任何影响。

相位的时间差分是一频率。因此，如果在发送端的频率与在接收端的频率之间(调制用的本机振荡器信号频率和解调用的本机振荡信号频率之间)存在某一差别，那么在相位差分信号中将出现一定的偏移。

例如，如果存在一千赫兹(KHz)的频率误差，那么其相位偏移一周(每1/1K秒(千分之一秒)2π弧度[rad])。这意味着在信号的一个码元(1/192K[秒])的时间相位移位1/192周(2π/192弧度[约两度])。换句话说，在相位差分信号上作用了2π/192的偏移。由于这个原因，通过从相位差分信号中减去该固有值(在此例中是±π/4、±3π/4)可以计算上述的偏移。

在积分均衡部分302中以这种方式检测的频率差(上述的偏移)被积分和均衡，以便减少白噪音的影响。从上面的例子可清楚地看出，即使存在具有白噪音的1KHz的频率偏移，在平均了一足够长的时间时，输出频率误差差分信号应收敛在2π/192弧度。

接着，由数值限制部分303对该被平均的频率误差信号施加一数值限制。在上面的实施例中，频率误差信号被限制在-π/4至+π/4的范围内以便不产生超过一个象限的补偿。换句话说，如果数值限制部分303的输入是x而其输出是y，那么

y＝-π/4(设x≤-π/4)

y＝x    (设-π/4＜x＜π/4)

y＝π/4 (设π/4≤x)则成立。

在上面所述例子中，因为-π/4＜(2π/192)＜π/4，2π/192是作为频率误差信号输出的。在某些情况中，例如当频率误差超过24KHz时，则存在x的绝对值超过π/4，因此施加数值限制。具体地说这将是不可能发生的。然而，在有些情况下由于噪音信号或衰落现象的影响输入值x的绝对值是超过π/4的，在这样的情况下数值限制表现出了积极的效果。

最后，在由数值限制部分303实施了数值限制之后，在积分器304中，对于频率误差信号的积分是通过每一个码元进行的，而且被积分的信号被输出。这个信号被从原始基带定相信号中减去。

在此，将描述积分器304的作用。在上述的实施例中，导出对于一个码元期间的由频率误差移位的相位量。然而，对于每一个码元的原始基带定相信号的移位增加而且其移位是积累的。由于此原因，对每个码元积分一个码元期的移相量，然后作为频率误差补偿信号输出。并且，通过从原始的基带定相信号中减去该输出(频率误差补偿信号)，由于频率误差产生的相移分量将被消除。由于这个目的，设置了积分器304。

在上面的例子中，施加数值限制后的值是2π/192。这是为每个码元输出的如2π/192、4π/192、6π/192…，并且被从原始信号中减去。

因此，在上述的实施例中，可以获得如下的效果。第一个效果是：在由于衰落现象、噪音信号等的影响使接收情况变差时，或者在频率误差是一大的量时，接收特性可以得到提高。这个原因是：当频率误差大而且噪音也大时，或者在由于衰落现象等使相位突然短时的变化时，通过对AFC单元的频率误差信号施加一限制可以限制AFC单元产生的过量补偿，与输出量没有限制时相比改善了接收特性。实际上，在上述的实施例中，因为不小于π/4弧度的误差(等效于频率误差24KHz)不能被检测到，所以输出一不小于π/4的值作为频率误差被认为是超量补偿。

图5是示出了本发明无线电信号接收装置中使用的AFC单元的另一实施例的构成结构的方块图。图5所示的AFC单元从图3所示的AFC单元改成一反馈型。其工作过程与图3所示的相同，并且也可以与图2所示的解调制系统相对应。因此，在图5所示的实施例中，也可以获得与图3所示实施例情况下的相同效果。

如上所述，在上述的每个实施中，通过对频率误差检测部分的输出数值施加一限制，可以改善接收系统的误差率特性。尤其是当接收条件差或频率误差大的情况下，则更有效。

在上面描述的实施例中，虽然调制系统被确定为π/4移位DQPSK，但这不是对此系统的一必要限制。