扩频通信系统中载波恢复和补偿的方法及其装置

摘要

本发明涉及一种扩频通信系统中用于确定和跟踪载波偏移的方法及其装置。将接收到的数字扩频信号先利用乘法器去除载频,再利用解扩器去除PN码序列,由载波偏移估值器对数字扩频信号各样本对中具有预定间隔的两个元素作共轭相乘,获得一系列含有相位变化信息的结果,再对结果进行平均和作归一化处理,获得载波偏移估值,恢复载波并调整发射信号载频,使用户终端准确快速跟踪基站载频。装置是在DSP平台上用软件实现的,应用简化的算法及较少的存储单元获得精确的载波偏移估值。

说明书

本发明涉及一种在模拟载波频率上采用数字调制方式的无线通信系统中，载波恢复及补偿的技术。

在直接序列扩频无线通信系统中，每个数字信息符号都用收发双方已知的伪随机码序列扩展为多元码片，然后用数字调制方式(如相移键控PSK或QAM)调制到模拟载波上，最后通过上变频器转换为调制后的射频信号进行发射。在接收端，接收到的射频调制信号通过下变频器转换为中频调制信号，再进行解调和使用已知的伪随机码序列解扩，以期恢复信息符号。

理想情况下，接收机可以利用相同的伪随机码序列对下变频接收信号进行解扩以去掉其中的伪随机码序列从而恢复发送的信息符号，但在实际系统中，由于发射机与接收机使用完全独立的主时钟，必然存在一个频率差，导致在解扩时不可能实现准确的载波恢复，其具体表现是在用模拟乘法器作数字解调的第一步骤中，经处理后的基带信号中保留有残余载波分量。由于收信与发信两端的主时钟是独立变化的，故此残余载波分量也是变化的，等于收发信载波的频率差。

为解决此问题，在数字解调器中必须进行载波恢复。传统的载波恢复方法采用模拟锁相环电路。其优点是技术成熟，缺点是性能与捕捉带宽难以兼顾，对载波的抖动比较敏感，此外还有硬件电路复杂方面的问题。

美国专利US5303257(DSSS通信系统中的载波校正，1994年4月)提出了一种数字载频校正方法，这一方法通过计算多组频率接收信号的能量从而得到载波偏移的粗略估值。由于其载波估计精度取决于参与计算的频率的数目，因此，即使在没有噪声及干扰的情况下，也不能保证有最佳的载波补偿。

本发明的目的是提出一种扩频通信系统中实现载波恢复和补偿的方法并设计出其实现的装置，以期在不降低扩频通信系统性能的前提下，应用简单的算法来获得精确载波频率偏差，实现载波恢复，并对发射信号的载波频率进行补偿。

本发明有目的是这样实现的，扩频通信系统中载波恢复和补偿的方法，由无线基站向各用户终端发送含有用伪随机码调制的导引信号的训练序列，各用户终瑞对接收到的导引信号进行解调、采样及分组，形成码片速率的数字扩频信号，该数字扩频信号包括所需载波和残余载波，其特征在于包括下列步骤：

1.将解调后的含有接收端已知的载波及末知的载波偏移的数字扩频信号x(k)输入载波偏移估值装置中；

2.载波偏移估值装置利用第一乘法器去除数字扩频信号中的接收端已知的载波频率； 

3.载波偏移估值装置利用解扩器/第二乘法器去除数字扩频信号中的PN码序列，获得数字扩频信号y(k)；

4.载波偏移估值装置利用载波偏移估值器对载波偏移进行估计获得载波偏移估值；

5.载波偏移估值装置利用有效性检测器对载波偏移估值的有效性作出检测；

6.若载波偏移估值有效，载波偏移估值装置利用载波调整器进一步调整所需的已知载频。

扩频通信系统中载波恢复和补偿的装置，连接在扩频通信系统中射频接收通道的数字扩频信号输出端及扩频解调器的输入端间，并向定时恢复模块输出载波偏移估计值和向扩频通信系统中发射通道的混频器输送包括所需载频及载频偏移估值的总载频，其特征在于：

所述载波恢复及补偿的装置包括用于去除已知载频的第一乘法器，用于去除PN码序列的解扩器/第二乘法器，对训练周期的载频偏差作出估计的载波偏移估值器，检测载波偏移估值有效性的有效性检测器，对所需载频进行更新的载频调整器和向第一乘法器输送所需载频的数字振荡器；

第一乘法器的一个输入端接所述的数字扩频信号x(k)，第一乘法器的另一个输入端接数字振荡器输出，第一乘法器输出接解扩器/第二乘法器的一个输入端，PN码发生器输出接解扩器/第二乘法器的另一个输入端，解扩器/第二乘法器输出y(k)接所述的扩频解调器和接载波偏移估值器输入端，载波偏移估值器输出端接有效性检测器输入端，有效性检测器输出端接载频调整器输入端，载频调整器输出端接数字振荡器控制端，所述的数字振荡器还输出载波偏移估计值和总载频。

所述的利用载波偏移估值器对载波偏移进行估计包括以下步骤：

1.对一组解调后的数字信号y(k)按选定的取样长度N取样并进行分对，每一样本对中含有两个元素，每个元素是取不同k值的y(k)之值；

2.分别计算出每一样本对元素所含的相位变化信息的结果，获得一系列估值的结果；

3.计算所得到的一系列估值的平均值；

4.对一系列估值的平均值作归一化处理，获得载波偏移估值。

所述的载波偏移估值器包括对串行的解调后的信号y(k)进行分配的开关、存储解调后的数字信号样本对中第一个元素y(k1)值的第一寄存器、存储解调后的数字信号样本对中第二个元素y(k2)值的第二寄存器、对第一、第二寄存器中的元素作除法运算从而产生包含相位变化信息结果的除法器、对除法器的各样本对的相位变化信息的结果进行平均运算的均衡器和对均值作归一化处理的归一化处理器，归一化处理器输出载频偏移估值。

本发明利用有限数目的样本

                x(k)，k＝1，2，…，K

对载频偏移进行估值。在用户终端的接收机内，用其本地时钟产生的本振频率补偿后，再进行扩频解调，去掉伪随机码序列，得到的基带信号为

            y(k)＝e^jk(δω0)，k＝1，2，…，K

将该解调后的信号输入到载波偏移估值器中，以确定末知的载波偏移。本发明先对此基带信号进行分对，分别计算出每对所包含的相位信息，然后进行平均以获得精确的载波偏移估值。上述每对含有两个元素，每个元素是取不同K值的y(k)之值，计算每对中两个

                y(k)，k＝1，2，…，K

元素之间的相位变化的方法是分别将每对中第一个元素乘以第二个元素的共轭数。这样，通过计算解调接收信号中所有可能组成对的子集信号，从而得到相位变化信息。

在一个装置中计算得到相邻y(k)对子集中的相位变化信息，在另一个装置中计算成对的解调信号y(k)中包含的相位变化信息，其中成对元素包含一个或多个事先约定好的L个码片或L个取样间隔中的元素。系统对得到的至少一个子集的结果进行平均，然后将平均值进行归一化，以得到载波偏移的估值。归一化采用一个或多个L码片或L取样间隔来进行。完成载波偏移估值后，系统根据此载波偏移估值来调整所需的载频，调整后的所需载频用于对经解调的接收到的数字扩频信号去除残余载波。

在用载波偏移估值调整所需载频前，必须首先检查载波偏移估值是否正确，只有在保证正确的条件下才能进行载波频率调整。此检查方法包括检查目前载波偏移估值相对于其它多个载波偏移估值的变化量，此变化量是否超过预定的门限；或者用对解调接收信号进行富里叶变换后得到的载波偏移来获得载波偏移估值的参考值，再将用本方法获得的载波偏移估值与此参考值进行比较，确定其偏差是否在预定的范围内。最后还要检查解调接收信号的信噪比(SNR)，判定此SNR是否在预先设定的门限以下。

本发明在没有噪声的情况下可获得准确的载波偏移估值，与已有的方法相比，本发明方法的优点是：

利用解调后的接收信号的结构信息得到载频偏差的一个有效估计，而已有的方法是以增加计算量来实现高精度的，本方法的计算量是固定的，无精度或估计范围的限制；

采用有效性测试保证了可靠性，只采用有效的载频偏移估计对所需的载频进行自适应的调整，从而消除了恶性差错的可能性；

无存储要求，已有的方法必须确定足够的时间和存储空间来构造和存储间隔正弦单音的样本，随着精度要求的增加这将会变得十分困难，而本发明的估值方案，对存储空间及计算时间的要求都极小。

因此，算法简单、使用较少的存储单元、可靠性高是本发明的特点。

图1.典型的扩频通信系统结构框图

图2.本发明中载波偏移估值装置的结构框图

图3.本发明中描述一个载波恢复估值过程的流程图

图4.描述图2中载波偏移估值过程的流程图

图5.本发明中载波偏移估值器装置的方框图

下面结合实施例及附图进一步说明本发明的技术

参见图1，示出一个包含载波偏移估值装置6的典型扩频通信系统结构。主要包括用于发射或接收调制在模拟载频上的射频调制信号(RF)的天线10，由扩频调制器(SS)26、脉冲整形模块22、混频器64、定时调整器18、及上变频器14组成的发射通道，和由下变频器12、采样器16、载波偏移估值装置6、定时恢复模块28及扩频(SS)解调器24组成的接收通道。

扩频通信系统的发射·接收数据采用了时分双工(TDD)方式，即发射(TX)与接收(RX)在不同的时间帧中进行。

接收时，天线10输出的射频调制信号送给下变频器12，下变频器将射频调制信号变成基带信号，即去除载频，将信息从模拟载频中解调出来并送采样器16。采样器16完成两方面的工作，一是对收到的基带信号进行模数变换产生扩频数字信号，二是对收到的基带信号进行过采样，然后对样本进行抽取，产生码片速率信号(chip rate signal)，因此采样器16向载波偏移估值装置6提供的信号40包括数字扩频信号和码片速率信号。采样器16从定时恢复模块28处获得的定时信号就是用于对样本进行抽取的，以便能正确地产生码片速率信号。

如前所述，虽然下变频器的作用是将模拟载频从接收信号中去除，但由于发射、接收两个振荡器间的频差以及发射部分调制器的不准确，使基带信号40中还包括有末知的基带载频，载频偏移估值装置6就是对基带信号中的载频进行估计的(基带信号中的载频差值是随时间变化的，一般可认为是围绕一固定点而变化，该固定点又称作估值，指所需的载频值，因此基带载频可看作是所需的已知载频值与末知的载频偏差值之和，必须对载频偏差进行估计并进行补偿，才能实现准确的载波恢复)。

载波偏移估值装置6向扩频解调器24输出去除了所需的已知载频与载频偏差的信号，由扩频解调器24按传统方法作解调处理，即将远程终端发送的消息恢复出来，载波偏移估值装置6还同时向定时恢复模块28以及发射通道的混频器64输送总的载频估计值。

定时恢复模块28从载频偏移估值装置6接收载频估计值，同时接收采样器16的输出信号40，定时恢复模块28根据载频偏移估值决定定时信号，在收信时向采样器16和在发信时向定时调整器18提供定时信号。

扩频调制器26按当前的通用技术对发向远端的消息数据进行调制，即将消息数据与一个伪噪声信号或扩频信号相调制。调制后信号送脉冲整形模块22，将信号能量限定在预定带宽之中。整形后信号送混频器64，混频器64对整形后的信号及总载频估计值(所需载频值和载频偏移估计值之和)进行混频，把信号调制到由载波偏移估值装置6得到的载频上，以便于用与振荡器的差值对发射信号进行预补偿。

混频器64输出接定时调整器18，定时调整器18根据定时恢复模块28提供的定时信号对发射定时进行调节，得到基带信号送上变频器14，上变频器14用模拟载频对基带信号进行调制，调制信号送天线10发射。在图1所示的技术方案中，由混频器64实现对消息信息的调制，扩频调制后的信号就带有所需的载频和载频偏差，而上变频器14进一步把基带消息信息与模拟载频调制，以进行发射。

综上所述，在初始的第一接收时帧期间，天线10接收信号，下变频器12将接收的信号从射频RF下变频到基带信号，采样器16将基带数据数字化产生数字扩频信号，由于在下变频之后基带信号依旧被已知的所需载频及末知的载频偏差所调制，因此要由载波偏移估值装置6对载频偏差进行估计，然后向定时恢复模块28及混频器64提供所需的载频值。

在第二个发射时帧期间，待发送的消息数据由扩频调制器26调制并进行脉冲整形，整形后信号送混频器64，实现与载波偏移估值装置6输出载频的混频，混频后的信号送定时调整器18，其输出的基带信号送上变频器14，上变频器14将基带信号调制到模拟载频上，形成射频信号送天线发射。

通常，一个扩频通信系统均包含无线基站和与它通信的多个用户终端。任何用户的通信最初都从一个训练周期开始，实际的话音或消息数据紧随其后。在无线基站，发射用各个用户的PN序列(伪随机码)调制的导引信号，向各用户终端传输一个训练系列，给用户终端接收机提供载波参考值。用户终端的接收机对接收到的导引信号进行采样、抽取(分组)，形成码片速率的数字扩频信号。由于收发双方的时钟差异，此数字扩频信号中含有残余载波分量，或者说载波可以分解为所需的载波和残余载波两部分，可用数学公式将此数字扩频信号表达为：

                x(k)＝p(k)e^{jk(ω0+δω0)}式中，p(k)表示PN码序列，ω₀表示所需的载频值，δω₀表示待估计的末知载波偏移估计值。载波偏移估值装置6就是要根据有限数量的数据样本x(k)，k＝1，…，K，对不希望的载频偏差进行估值和补偿。载波偏移估值装置6需要先从数字扩频信号中去掉PN码序列，然后对本地数字振荡器提供的所需载频进行补偿。即将解调后的接收信号y(k)＝e^jk(δω0)，k＝1，…，K，输入到载波偏移估值器中，以获得末知的载频偏差。

在本发明前，对δω₀估计的一般方法是将y(k)与预存的紧密排列的正弦单音样本混频，本发明的方法是计算出y(k)，k＝1，…，K的相位变化信息，以精确估计载频偏差。 

本发明的载波偏移估值装置6可应用于包括扩频和非扩频的各种各样的通信系统中，无论信息是调制在模拟载频或其他别的信号上，均可对包含末知载频的基带信号进行分析，对末知载频进行补偿。

载波偏移估值装置6可以有多种实现方式，包括采用一个或多个可编程CPU，微控制器或其他可编程器件·分离的逻辑器件等，也可采用一个或多个数字信号处理器(DSP)及一片或多片存储器。

参见图2，示出一个载波偏移估值装置6的实施结构。包括第一级乘法器(或称混频器)33、数字振荡器34、PN码发生器30、载波偏移估值器38、有效性检测器46和载频调整器36。

输入的数字扩频(或非扩频)信号40 x(k)中已经去掉了模拟射频载波频率，但仍包含有所需的已知载频和未知的载频偏差。输入的x(k)作为第一级乘法器33的一个输入信号，数字振荡器34输出所需载频并作为第一级乘法器33的另一个输入信号，第一级乘法器33将两信号混频，完成了从输入的x(k)中去掉所需载频的工作。

乘法器33的输出信号送第二级乘法器32(或称解扩器)，乘法器32将输入信号与来自PN码发生器30的一个与之相同的PN码序列相乘，进一步去除PN码序列，因此第一、第二级乘法器33、32实现了从输入的x(k)中去除所需载频及PN码序列的目的(非扩频方案中可省略第二级乘法器32及PN码发生器)。

解调后的接收信号y(k)送往扩频解调器24和送载波偏移估值器38，在训练周期对载频偏差作出估计，训练周期后的解调接收信号则送扩频解调器24，恢复发射的消息数据。载波偏移估值器38对解调后的接收信号y(k)中的载频偏差作出准确的载频偏差估计而输出估计信号44至有效性检测器46，对估值的有效性进行测试，该有效性测试是可选的，也可省略不作。

估值是否达到更新所需载频的要求可以有多种检验方案，用δω₀(n)表示在第n个接收帧得到的载频偏差估计可以用当前的载频偏差估计与之前的载频偏移估计值比较，由于实际载频的变化是缓慢的，因此这种相对变化，即[δω₀(n)-δω₀(n-k)]，k＝1，…，K，超过门限的任何估值都将被排除。还可以让载波偏移估计序列通过低通有限冲击响应(FIR)滤波器，对变化大的估值进行平滑。也可以对解调后的接收信号在频域中进行富里叶变换(FFT)，先得到载频偏差的参考估值，如果载频偏差的参考估值不在载频偏移估值的预定范围内，则判定载频偏差值无效。还可以先对解调后的接收信号进行信噪比(SNR)检测，如果SNR低于预定的门限值，就判定载频估值无效。

有效性检测器46的输出送载频调整器36，一旦证实载频偏差δω为有效，载频调整器36就对所需载频值进行更新。更新的方案可以有多种，例如，载频调整器36只简单地把新的所需载频值修改为ω₀(n)＝ω₀(n-1)+δω₀(n)又如，载频调整器36计算出附加的信息，即载频偏差估计的可信度，但减慢了对所需载频值的更新。数字振荡器34输出更新的所需载频，e^jkω0至定时恢复模块28及混频器64。

参见图3并结合参见图1，图中示出载波偏移估值装置6的载频偏移估值过程。

步骤102为通信系统接收数字信号(在扩频通信系统中，接收的数字信号包括数字扩频信号)，用常规的方法，采用下变频器·采样器来获得数字扩频信号。步骤104为从接收信号中去除所需的载频，为了在数字信号中恢复末知的载频偏差，利用第一级乘法器首先解调或去除所需的载频。步骤106将PN码序列从扩频数字信号中去掉，由第二级乘法器完成。为了从接收的数字扩频信号中恢复末知的载频偏差首先要解调·去掉PN码序列及所需的载频。步骤106后，所获得的解调接收信号表示为y(k)＝e^jk(δω0)，k＝1，…，K。这些值送至载频偏移估值器38，以决定末知的载频偏差，如果无载频偏差，信号y(k)将仅包含直流分量。由于存在载频偏差，因此信号y(k)含有一正弦信号。

步骤108为载频偏移估值，一种优选的方案是先得到很多解调接收信号对，再进行除法运算，从而产生一系列包含相位变化信息的结果，最后可选择地对结果进行平均、归一化处理，得到载频偏移估值。

步骤110完成载频偏移估值的有效性检测，评估估计值。

步骤112，载频偏移估值有效，则对载频进行调整。因此用调整的所需载频对以后的信号解调时，只采用有效的载频偏差。

参见图4，图4示出图3步骤108的载频偏移估值过程，也中图2中载波偏移估值器38的操作过程。

载波偏移估值器38接收解调后的接收信号y(k)＝e^jk(δω0)，k＝1，…K，由其中的第一元素与第二元素共轭相乘，实现除法运算。

步骤122，估值器38将解调后的接收信号分成成对信号，再成对计算相位变化。具体地说，每一对由两个不同k值的y(k)组成，即每对含两个元素，每个元素是由不同k值形成的y(k)。解调接收信号每对元素的相除也就是除以不同的y(k)值，从而计算出每一对中包含相位变化信息的结果。本方法至少要对总的可能对集中的一个子集的解调接收信号对中的两元素作相除。

相除的技术方案可以有多种，其中第一种方案是：除法是在y(k)的邻近值对构成的至少一个子集中进行，即由y(k)相邻的值构成，如{y(1)，y(2)]，{y(2)，y(3)}，{y(3)，y(4)}等等，即在所述的样本对中，每一对中的k值是相邻的，某一对与其相邻对的k值是重复出现的。

第二种方案是：除法是在解调接收信号的至少一个子集对中进行的，其中各对的元素间具有预定的L片间隔。这种方案的一个例子是这样的一个对系列，即{y(1)，y(4)}，{y(2)，y(5)}，{y(3)，y(6)}等等，即在所述的样本对中，每一样本对中的两个k值均具有预定的L片间隔，各样本对中两元素的k值分别相邻。

第三种方案是：除法运算至少在解调接收信号的这样一个子集中进行，其中各对元素间隔为两个或两个以上不等的预定L片间隔。这种方案的一个对

系列如{y(1)，y(2)}，{y(2)，y(3)}，{y(3)，y(6)}，{y(4)，y(7)}等等，即在所述的样本对中，每一对中的k值具有不等间隔，各分对中第一元素的k值相邻，在这种方案中，要求对这种不同预定片间隔的每个对群进行归一化。

步骤122完成除法运算后，步骤124计算包含相位变化信息结果的至少一个子集的平均值，从而计算出载频偏差估计值。其中一种优选的方案要使用所有计算出的结果，另一种方案则使用这些结果的一个子集，例如，一个或多个最高和最低的结果被丢弃，剩下的结果用于平均处理。

在步骤126，如果需要，可对平均值进行归一化，从而计算出载频偏差。采用一个和多个在除法处理中使用的L片间隔进行归一化。第一种方案是除法处理只采用y(k)的邻近对进行，L片间隔为1，这时就不需要归一化。第二种方案是对只有单一预定L片间隔的y(k)对进行除法处理，要用L因子补偿L片间隔，进行归一化处理。

如上所述，在除法运算中对y(k)的具有不等间隔(一个或多个预定L片间隔的一个对子集进行处理时，归一化处理要针对各个采用不同预定间隔(一个或多个L片间隔)的群进行处理。并且，这种归一化处理要在平均处理之前进行。另一方面，系统可以先对采用不同预定片间隔的各个群计算出一个或多个平均值。紧接着，由各个相应的预定片间隔对各个平均值进行归一化。这种归一化处理产生一个或多个归一化的平均值。然后系统再对一个或多个归一化均值进行平均，计算出载频偏差估计值。

在非扩频方案中，除法运算包含对解调后的接收信号对集中的至少一个子集进行，其中每对元素间的距离为一个或多个不等的预定时间间隔。也可采用与以上描述相似的方法，其中一个或多个不等的L片间隔可用一个或多个不等的时间间隔替代。

图4流程图中，把所需的载频初始值设为0，第一个载频偏移估计取整个基带载频，在第二次运算中，初始载频偏移估计就被用作所需的载频值，并且基于这个所需的载频值确定新的偏差。在以后的运算中，组合的所需载频和载频偏移估计被用作下一次的所需载频值。流程就这样顺序进行，即基于新的偏移估计对所需的载频进行调整，以便在此后的接收、发射处理中对频率进行补偿。

参见图5，为载频偏移估计器38的实施例，解调后的信号42(y(k))被串行地送给开关50，并被分配给第一寄存器52和第二寄存器54，分别存储具有间隔L的解调接收信号对的元素，寄存器52存储y(k1)值，寄存器54存储y(k2)值。

除法器56与第一、第二寄存器52、54相接，实现由存储在第二寄存器中的元素除以存储在第一寄存器中的元素的运算，从而产生包含相位变化信息的结果。均衡器58与除法器56相接，对其结果进行平均，从而计算出载频偏移估计。最后，归一化处理器60与均衡器58相连，将均值与选定的取样长度N相除，实现对均值的归一化，即得到载频偏差估计。

对时间间隔为L片的样本的缓冲，只需L长度的寄存器。可按需采用均衡器58，因而就不需要进行存储。本发明的独到之处是用最小的采样存储和最小的计算量获得高精度的载频偏差估计。

理想情况下，解调后的接收信号是简单的单音信号，即暗示任何一个样本对中包含有足够的载频偏差信息。然而在实际使用中，由于噪声及其他干扰不可避免，因而要采用很多L片或时间间隔可能不等的样本对。使用大量的样本对以及随后的平均、归一化，目的是消除噪声和干扰。

综上所述，估值过程包括：

对具有预定时间间隔L的大量样本对作除法或作共轭相乘，得到包含相位变化信息的一系列结果，其中n(k)代表干扰项， $>>Z>>(>k>)>>=>>>y>>(>k>+>L>)>>>>y>>(>k>)>>>>=>>e>>jL\delta >>w>0>>>>+>n>>(>k>)>>>s>，或者z(k)＝y(k+L)*y*(k)＝ejL\delta \omega 0+n(k)；计算所得到的一系列估值的均值$ >ver>>z>->>=>>1>>N>->L>>>>\Sigma >>k>=>1>>>N>->L>\; >z>>(>k>)>>;>>s>$$

把采用因子L的归一化平均相位作为载频偏差的估值。

有的方案中，L可简单地选为1，即在计算中只用到相邻元素，载频偏差的估计不需要归一化就能完成。另一方案中，具有一个或多个预定片间隔的解调后的接收信号对被首先相除，产生一系列包含相位变化信息的结果。每种结果用与其对应的间隔进行归一化，产生一系列的归一化结果，最后对这些归一化结果进行平均，即得到载频偏差估计。还有的方案中，具有一个或多个的预定片间隔的解调后的接收信号对被首先相除，产生一系列包含相位变化信息的结果，然后具有相同间隔的每个结果子集被分别平均，再采用与它们对应的间隔进行归一化，得到一系列的归一化值，对这些归一化结果进行平均，即得到载频偏差估计。

显然，在每种方案中，进行估计的计算是固定不变的，因此载频偏差估计的精度没有限制。但它的准确性、成本与已有的方法相比明显具有优势。优选的方案中L不选择1，其原因是：把相位差从δω₀增加到Lδω₀，使得z的相位更容易检测到，从而能对真实的载频偏差δω₀进行更准确的估计；此外，相位的增大也增加了抗干扰能力，因而估计更可靠。