一种用于双频毫米波系统的平面天线

摘要

本发明公开了一种用于双频毫米波系统的平面天线，其包括：印制在介质板的中间部的辐射片，用于发射或接收电磁波能量；设置在辐射片的中间部的对称E型槽，用于提供双频谐振所需的电流路径；设置在辐射片的两侧的馈电结构，用于给辐射片提供信号馈电；设置在介质板的下表面上提供接地信号的接地板；以及设置在介质板的下表面上的天线接口，用于输入差分信号给馈电结构。本发明提出的平面天线整体结构简单，并具有在毫米波频段方向图高度对称等优点，便于在毫米波天线中推广使用。

说明书

技术领域

本发明涉及一种通信天线，属于毫米波通信天线技术领域，特别的涉及 一种可同时应用于两种频段的双频毫米波系统、差分CPW馈电的单层PCB 结构的平面差分天线。

背景技术

目前，通信领域中低频段大部的频谱分已被民用或军用规划占用，当前 频谱资源变得十分珍贵。但是，人们对各种不同数据传输速率的要求越来越 高，由此频谱资源的供需关系矛盾显得越来越突出，因此越来越多的科研人 员将研发精力投入到毫米波技术中，期待能有效缓解频谱资源的供需关系矛 盾。

在现有技术中，大部分天线普遍都为单端口馈电类型，若要将单端口天 线应用于差分收发系统中，则需要额外的平衡到非平衡传输线的转换器即巴 伦来实现天线从单端口到平衡端口的转换。而差分技术则可以有效避免巴伦 的使用，使得差分天线能直接与差分电路相连匹配，且差分天线的方向图更 对称，交叉极化更低，抑制共模噪声的能力更强，因此开发出差分毫米波天 线成为一种未来的技术趋势。

现有技术中，有人在60GHz毫米波天线领域提出了PCB板级毫米波平 面天线，但是并没有考虑24GHz的共时双频工作和差分共面波导 (CPW＝Coplanar Waveguide)馈电技术。

因此，有必要提供一种可用于两种频段的双频毫米波系统的平面差分天 线，使得能够同时在设定的两种频段处都出现谐振，从而实现双频工作。

发明内容

(一)要解决的技术问题

鉴于上述技术问题，本发明提供了一种用于双频毫米波系统的平面天线， 该天线可同时工作于24GHz和60GHz双频毫米波系统。整体结构简单， 且收发前端一体化，具有在毫米波频段方向图高度对称、交叉极化降低、增 益变大、共模噪声抑制增强等优点。

(二)技术方案

根据本发明的一个方面，提供了一种用于双频毫米波系统的平面天线， 包括：辐射片1、对称E型槽2、介质板3、馈电结构4、接地板5和天线接 口6。

其中，所述辐射片1印制在所述介质板3的中间部，用于发射或接收电 磁波能量。

其中，所述对称E型槽2设置在所述辐射片1的中间部，用于提供双频 谐振所需的电流路径。

其中，所述介质板3为绝缘薄板，用于承载所述辐射片1。优选的，所 述介质板3采用介电常数较低的介质板，较低的介电常数有利于增加天线带 宽。

其中，所述馈电结构4设置在所述辐射片1的两侧，用于给所述辐射片 1提供信号馈电。

其中，所述接地板5设置在所述介质板3的下表面上，用于承载天线主 体并提供接地信号。

其中，所述天线接口6设置在所述介质板3的下表面上，并分别电连接 到所述馈电结构4，用于输入差分信号给所述馈电结构4。

优选的，所述辐射片1采用印刷电路板技术印制在所述介质板3的中间 部，并形成为H形。优选的，所述辐射片1采用辐射性能较好的金属片形成， 如铜或金等。

优选的，所述对称E型槽2为两个相对且对称设置的E型槽(关于H 形辐射片的纵轴线)，两个E型槽的中间突出部互相连通，用于天线在频率 为24GHz和60GHz处同时出现谐振。

进一步的，通过在所述辐射片1的中间部挖空形成两个所述对称E型槽 2，改变了所述辐射片1上共振模态的电流路径，使得所述辐射片1上对称E 型槽的边缘处产生新的电流路径，使得天线在两个频率处都出现谐振，特别 是在24GHz和60GHz这两个频率处，实现共时双频工作。

进一步的，通过在H型电流路径的四个端部分别挖空设置四个横向的伸 出边L2，使得H型槽的电流路径形成为对称E型槽的电流路径，从而使天 线在24GHz处实现谐振。通过对称E型槽2与其他缝隙相互作用和影响， 使得天线在60GHz的工作频率处具有最佳的匹配效果。

优选的，所述馈电结构4包括第一馈电结构4-1和第二馈电结构4-2， 所述第一馈电结构4-1和第二馈电结构4-2分别对称的设置在所述辐射片1 的两侧，以平面电磁耦合方式对所述辐射片1实现差分CPW馈电。

进一步的，所述第一馈电结构4-1和所述第二馈电结构4-2分别设置在 所述辐射片1两侧的凹入部，并分别延伸出来且形成L形。

进一步的，所述第一馈电结构4-1包括第一馈电结构水平部4-11和第一 馈电结构垂直部4-12，所述第二馈电结构4-2包括第二馈电结构水平部4-21 和第二馈电结构垂直部4-22。

进一步的，所述第一馈电结构水平部4-11设置在所述介质板3的上表 面并形成为矩形，所述第二馈电结构水平部4-21设置在所述介质板3的上 表面并形成为矩形，并且所述矩形的水平部设置在所述辐射片1的H形的凹 入部，并与所述辐射片1平行的延伸出来。

进一步的，所述第一馈电结构垂直部4-12和所述第二馈电结构垂直部 4-22形成为金属过孔，并且垂直的穿过所述介质板3，并将所述水平部与设 置在所述介质板3背面的所述天线接口6电连接。

优选的，所述馈电结构4包括第一电容补偿结构4-a和第二电容补偿结 构4-b，所述第一馈电结构水平部4-11与所述辐射片1配合形成所述第一电 容补偿结构4-a，用于形成高频60GHz处的谐振；所述第二馈电结构水平 部4-21与所述接地板5上的U型缝隙形成所述第二电容补偿结构4-b，用于 形成低频24GHz处的谐振；所述第一电容补偿结构4-a和所述第二电容补 偿结构4-b共同作用，用以抵消所述馈电结构4中所述第一馈电结构垂直部 4-12和所述第二馈电结构垂直部4-22在双频带上带来的额外电感，满足阻 抗匹配的要求。

优选的，所述接地板5设置为布满所述介质板3的整个下表面。

进一步的，在接地板上与所述馈电结构4中所述的第一馈电结构水平部 4-11和第二馈电结构水平部4-21相对的位置处刻蚀出两个对称的U形缝隙 作为馈线，通过天线接口馈入差分信号，从而实现共面波导CPW馈电。

优选的，所述天线接口6形成为矩形，并分别设置在所述接地板5上形 成的U形缝隙中，分别连接到所述第一馈电结构4-1中所述的第一馈电结构 垂直部4-12和所述第二馈电结构4-2中所述的第二馈电结构垂直部4-22。

进一步的，两个对称设置的天线接口6用于输入差分信号对所述辐射片 1进行馈电，在两个端口输入等幅反相的差分信号，在天线结构完全对称的 情况下，电流在交叉极化方向上形成的电场可以相互抵消，形成非常低的交 叉极化。

本发明在L形探针技术此技术的基础上进行有效的多谐振技术突破，提 出了在辐射贴片上挖空对称E形缝隙的方法，该方法改变了辐射片上共振模 态的电流路径，使辐射片上对称E型槽的边缘处产生新的电流路径，让本发 明的天线能同时在24GHz和60GHz处都出现谐振，从而实现双频工作。 为了实现双频毫米波辐射方向图的对称性以及降低交叉极化，本发明进一步 融合了差分CPW馈电技术，最终在一个低成本PCB板级电路中实现了天线 的双频毫米波CPW差分馈电。很明显，差分CPW馈电技术还增强了该双 频毫米波天线的共模噪声抑制能力。

为解决该毫米波天线双频工作带宽过窄的问题，提出了两个匹配枝节来 满足双频带上的电容补偿，因此，引入的平行电容结构用来抵消馈电结构的 垂直部分在双频带上带来的额外电感，实现了有效的双频带上宽带阻抗匹配， 拓展了天线的带宽。

(三)有益效果

从上述技术方案可以看出，本发明提出的用于双频毫米波系统的平面天 线具有以下有益效果：

(1)本发明提出的天线通过对称E形槽使得天线在24GHz和60GHz 处都出现谐振，实现双频发射和接收；

(2)两个电容补偿枝节的引入成功实现了有效的双频阻抗匹配；

(3)该天线通过共面波导馈电让天线能直接印刷在单层PCB上，结构 简单，易于实现；

(4)差分结构使得天线能够直接应用于差分电路中，避免了巴伦的使 用，节约了成本，降低了损耗，且差分结构的天线能有效抑制共模噪声干扰， 其辐射方向图高度对称，交叉极化很低。

附图说明

图1显示了本发明优选实施例的用于双频毫米波系统的平面天线的立体 结构示意图；

图2显示了图1所示平面天线的俯视图；图3显示了图1所示平面天线 的仰视图；

图4显示了本发明优选实施例的用于双频毫米波系统的平面天线的差分 反射系数实验结果示意图；

图5显示了本发明的平面天线在第一谐振频率(24GHz)时的实验辐射 方向图；

图6显示了本发明的平面天线在第二谐振频率(60GHz)时的实验辐射 方向图。

图7显示了本发明的平面天线在第一谐振频率(24GHz)附近的增益图；

图8显示了本发明的平面天线在第二谐振频率(60GHz)附近的增益图。

附图标记说明:

1-辐射片，2-对称E形槽，3-介质板，4-馈电结构,4-1第一馈电结构，4-2第 二馈电结构,4-11第一馈电结构水平部，4-21第二馈电结构水平部，4-12第 一馈电结构垂直部，4-22第二馈电结构垂直部，4-a第一电容补偿结构，4-b 第二电容补偿结构，5-接地板,6-天线接口

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施 例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。需要说明的是，在附图或说明 书描述中，相似或相同的部分都使用相同的图号。附图中未绘示或描述的实 现方式，为所属技术领域中普通技术人员所知的形式。另外，虽然本文可提 供包含特定值的参数的示范，但应了解，参数无需确切等于相应的值，而是 可在可接受的误差容限或设计约束内近似于相应的值。

图1显示了本发明优选实施例的用于双频毫米波系统的平面天线的立体 结构示意图。

图2显示了图1所示平面天线的俯视图，图3显示了图1所示平面天线 的仰视图。

如图1所示，本发明优选实施例的用于双频毫米波系统的平面天线包括 下述组件：辐射片1、对称E型槽2、介质板3、馈电结构4、接地板5和天 线接口6。

辐射片1设置在介质板3的上表面，以电磁波能量的形式发射或接收电 磁波能量，特别是无线电毫米波信号。参见图1和图2，辐射片1采用印刷 电路板技术印制在介质板3的中间部并形成为H形。优选的，辐射片1采用 辐射性能较好的金属片形成，如铜或金等。

对称E型槽2设置在辐射片1的中间部，用于提供双频谐振所需的电流 路径。具体的，参见图1-2，对称E型槽2形成为两个相对(关于H形辐射 片的纵轴线)且对称设置的E型槽，两个E型槽的中间突出部连通从而形成 对称E型槽结构。

本实施例中，通过在辐射片1的中间部挖空形成两个对称E型槽2，改 变了辐射片1上共振模态的电流路径，使得辐射片1上对称E型槽的边缘处 产生新的电流路径，使得天线在两个频率处都出现谐振，特别是在24GHz 和60GHz这两个频率处，实现共时双频工作。

现有技术天线的电流路径通常形成为H型挖空槽，天线不能在24GHz 的工作频率处形成谐振。本发明的优选实施中，通过在H型电流路径的四个 端部分别挖空设置四个横向的伸出边L2(参见图2)，使得H型槽的电流路 径形成为对称E型槽的电流路径，从而使天线在24GHz处实现谐振。进一 步，通过对称E型槽2与其他缝隙相互作用和影响，使得天线在60GHz的 工作频率处具有最佳的匹配效果。

介质板3为绝缘薄板，用于承载辐射片1。介质板3优选的采用介电常 数较低的介质板，较低的介电常数有利于增加天线带宽。

馈电结构4设置在辐射片1的两侧，包括两个对称设置并与辐射贴片同 一层的矩形和两个对称的金属过孔，用于给辐射片1提供信号馈电。如图所 示，馈电结构4包括第一馈电结构4-1和第二馈电结构4-2，它们分别对称 的设置在辐射片1的两侧，以平面电磁耦合方式对辐射片1实现差分CPW 馈电。更具体的，第一馈电结构4-1和第二馈电结构4-2结构和尺寸相同， 分别设置在H形辐射片1两侧的凹入部中并延伸出。

进一步，参见图1，第一、第二馈电结构4-1和4-2的每个形成为L形， 包括水平部4-11、4-21和垂直部4-12、4-22。其中，馈电结构水平部4-11、 4-21设置在介质板3的上表面并形成为矩形，具体的，该矩形的水平部设置 在辐射片1的H形的凹入部并与辐射片1平行的延伸出。馈电结构垂直部 4-12、4-22形成为金属过孔，其垂直的穿过介质板3并将所述水平部与设置 在介质板3背面的天线接口6连接。参见图1，所述馈电结构垂直部设置在 馈电结构水平部上延伸出辐射片1的部分。

馈电结构的水平部与辐射片1配合形成第一电容补偿结构4-a(参见图1 中4-a标示的虚线框)，主要用于形成高频60GHz处的谐振。馈电结构的水 平部与接地板5上的U型缝隙形成第二电容补偿结构4-b(参见图1中4-b 标示的虚线框)，主要用于配合形成低频24GHz处的谐振。4-a和4-b共同 作用，用以抵消所述馈电结构4的垂直部分在双频带上带来的额外电感，满 足阻抗匹配的要求。

接地板5设置在介质板3的下表面上，用于承载天线主体并提供接地信 号。如图1和图3所示，接地板5优选的设置为布满介质板3的整个下表面。 进一步，在接地板上与前述馈电结构水平部4-11、4-21相对的位置处刻蚀出 两个对称的U形缝隙作为馈线，通过天线接口馈入差分信号，从而实现共面 波导CPW馈电。

天线接口6设置在介质板3的下表面上并分别电连接到所述馈电结构4， 用于输入差分信号给所述馈电结构4。具体的，两个天线接口6形成为矩形 并分别设置在接地板5上形成的U形缝隙中，分别连接到第一、第二馈电结 构4-1和4-2的垂直部4-12、4-22。在本发明的优选实施例中，两个对称设 置的天线接口6用于输入差分信号对辐射片1进行馈电，在两个端口输入等 幅反相的差分信号，在天线结构完全对称的情况下，电流在交叉极化方向上 形成的电场可以相互抵消，形成非常低的交叉极化。这里，交叉极化是由交 叉极化方向上的电流形成的电场引起的。

如上所述，通过本发明的平面天线，当天线接口6输入差分信号时，该 信号通过馈电结构4以平面电磁耦合方式传输给辐射片1并发射出去。经 实验验证，第一电容补偿结构4-a对高频点60GHz有较大的补偿作用，第 二并行电容补偿结构4-b对低频点24GHz有较大的补偿作用，从而实现双 频带阻抗匹配，有利于信号的宽带电磁耦合与馈电。

参见图2和图3，其中标示出了平面天线各个部分的尺寸示意图。

如图所示，在本发明的一个优选实施例中，H形辐射片1采用正方形 截去两个矩形形成的H形。其中，辐射片1的两侧边长为Lp，H形辐射 片1的两个凹入部对应于截去的两个矩形，所截去对称矩形的长为a，宽 为b。本发明优选实施例中，Lp＝4.2mm，a＝1.4mm，b＝0.98mm。

对称E型槽2中间的横向长边为L1，四个端部的伸出边为L2，两边的 纵向短边为L3，槽宽为g1。在本发明优选实施例中，L1＝3.34mm，L2＝1.4 mm，L3＝0.96mm，g1＝0.2mm。

本发明的优选实施例中，介质板3优选的采用Rogers Duroid 5880板 形成的正方形介质板，其介电常数为2.2，边长L＝12mm，厚度H＝0.381mm。

馈电结构4的水平部的长为Ls，宽为Ws，与辐射片1之间的缝隙为g2。 馈电结构4的垂直部的导体半径为R，与平面天线的中央轴线之间的距离为 d1，与接地板5边缘之间的距离为d。本发明优选实施例中，Ls＝3.53mm， Ws＝1mm，g2＝0.3mm，R＝0.3mm，d1＝2.45mm，d＝3.55mm。

接地板5的U形缝隙形成为矩形，其长边为Lf，短边为Lf1。在本发明 优选实施例中，Lf＝4.2mm，Lf1＝1.03mm。

天线接口6形成为矩形，其与接地板5的U形缝隙边缘的宽度与对称E 形槽2的缝隙宽度相同，均为g1。

实际使用过程中，信号源连接两个天线接口6并输入差分信号，通过两 个馈电结构4向辐射片1进行平面电磁耦合馈电，并与辐射片1共同作用将 电磁波的能量辐射出去，完成无线毫米波通信的功能，反之为接收的情况。

图2和图3所示优选实施例的平面天线的各部分尺寸如下表1所示。

表1(单位：mm)

L Lp H a b L1 L2 L3 g1 12 4.2 0.381 1.4 0.98 3.34 1.4 0.96 0.2 g2 Ls Ws Lf Lf1 R d d1   0.3 3.53 1 4.2 1.03 0.3 3.55 2.45  

图4显示了本发明优选实施例的用于双频毫米波系统的平面天线的差分 反射系数实验结果示意图。

如图4所示，图中的横坐标为频率分量，单位为GHz；纵坐标为幅度分 量，单位为dB。根据本发明优选实施例的实验结果显示，实验得到的两个谐 振频率点分别为24GHz和60GHz，两个谐振频率点-10dB的阻抗带宽分别 11.88％和20.7％，带宽较一般的双频天线有明显增大。这说明本发明的平面 天线在24GHz和60GHz这两个频率点同时具有良好的谐振表现，能够很 好的适用于双频毫米波系统的信号收发。

图5显示了本发明的平面天线在第一谐振频率(24GHz)时的实验辐射 方向图；图6显示了本发明的平面天线在第二谐振频率(60GHz)时的实验 辐射方向图。

图5和图6均以极坐标形式呈现，圆的半径表示某方向的主极化或交叉 极化增益幅度分量，单位为dB。从图5和图6的实验结果可看出，本发明 优选实施例的平面天线在24GHz和60GHz这两个谐振频率点处辐射方向 图高度对称，交叉极化均低于-40dB，这样极大地增强了天线的发射效率， 提高了发射或接收的增益。

图7显示了本发明的平面天线在第一谐振频率(24GHz)附近的增益图； 图8显示了本发明的平面天线在第二谐振频率(60GHz)附近的增益图。

如图7和图8所示，图中横坐标为频率分量，单位为GHz；纵坐标为增 益幅度分量，单位为dB。实验结果显示，本发明优选实施例的平面天线在 24GHz和60GHz频段内的增益都达到9.3dB以上，这使得天线在双频毫 米波频段上的效率高，增益大。

至此，已经结合附图对本实施例进行了详细描述。依据以上描述，本领 域技术人员应当对本发明的用于双频毫米波系统的平面天线有了清楚的认 识。

综上所述，本发明提供一种用于双频毫米波系统的平面天线，通过对称 E形槽使得天线在24GHz和60GHz处都出现谐振，实现双频发射和接收； 两个电容补偿枝节的引入成功实现了有效的双频阻抗匹配，获得良好的带宽； 相较于同轴馈电的天线，本发明通过共面波导馈电让天线能直接印刷在单层 PCB上，结构简单，易于实现；差分结构使得天线能够直接应用于差分电路 中，避免了巴伦的使用，节约了成本，降低了损耗，且差分结构的天线能有 效抑制共模噪声干扰，其辐射方向图高度对称，交叉极化很低，便于在24 GHz和60GHz的双频毫米波系统中推广使用。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释 本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和 范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保 护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和 边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。