电源变换器的输出电流采样电路及输出电压补偿电路

摘要

本发明公开了一种电源变换器的输出电流采样电路及输出电压补偿电路，对电源变换器主功率开关管的电流采样，在连续导通模式下，主功率开关管导通时间一半时刻的电流值等于输出电流的值，由于在轻载下存在Sleep Mode等情况，电感电流在这段时间内为零，电感电流的平均值(主开关管导通时间一半时刻的电流)不等于输出电流，因此需要对主功率开关管导通时间一半时刻的电流值平均到整个开关周期以得到实际的输出电流值；基于上述对输出电流的采样，将采样得到的输出电流流经等效电阻以产生补偿信号，从而对基准电压进行补偿；本发明通过采样主功率开关管两端的电压以得到表征输出电流的信号，无需通过采样电阻进行输出电流的采样，减少了功耗，并能够利用采样得到的输出电流实现对输出电压的补偿。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种电源变换器的输出电流采样电路及输出电压补偿电路。

背景技术

电源变换器被广泛应用于电子产品中，实现电压调节和功率转换。对于电源变换器的控制离不开输出电流这一重要参数，通过采样输出电流来实现电源变换器的调节和控制，例如，通过采样输出电流，来进行输出电压的补偿。

现有技术中，对于输出电流的采样主要是在电源变换器的输出端通过采样电阻进行采样，然而在这种采样电路的结构中，采样电阻的导通会造成较大的电能损耗。另外，由于电源变换器的输出端存在输出线上阻抗，电流流经输出线上阻抗产生降压，因而造成实际输出电压偏低。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种电源变换器的输出电流采样电路及输出电压补偿电路，以解决现有技术中存在的采样功耗大、无法对输出电压进行补偿的问题。

本发明的技术解决方案是，提供一种以下结构的电源变换器的输出电流采样电路，包括：

稳压电路，在每个开关周期内，当电源变换器主功率开关管导通的时刻，所述稳压电路接收表征流经电源变换器主功率开关管电流的采样电压信号；当达到主功率开关管导通时间一半的时刻，所述稳压电路暂停接收采样电压信号；所述稳压电路输出第一电压信号；

滤波电路，接收稳压电路输出的第一电压信号，在稳压电路接收采样电压信号期间，所述滤波电路暂停接收第一电压信号；所述滤波电路输出表征主功率开关管导通时间一半时刻电流值的第二电压信号。

优选地，对第二电压信号进行处理得到第一电流源，所述第一电流源的电流值等于主功率开关管导通时间一半时刻电流值；所述的输出电流采样电路还包括输出电流产生电路，所述的输出电流产生电路包括相互串联的第一开关和第一电阻，每个开关周期内，所述的第一开关在主功率开关管导通时导通，在电感电流续流结束时截止；所述输出电流产生电路接收所述第一电流源，并在第一电阻上产生电压降，并对所述电压降进行均值化处理以得到表征输出电流的第三电压信号。

优选地，所述的稳压电路包括第二开关和稳压元件；所述的滤波电路包括第三开关和滤波模块；所述第二开关和第三开关的控制端分别接入相应的控制信号，第二开关在相应控制信号的控制下决定稳压电路接收第一电压信号的时间，第三开关在相应控制信号的控制下决定滤波电路接收第二电压信号的时间。

优选地，所述电源变换器基于固定导通时间的控制模式，通过对第一参考电压和斜波信号的比较来产生导通时间；将所述斜坡信号与第二参考信号进行比较以产生分别控制第二开关和第三开关通断的所述相应的控制信号，第二开关和第三开关的控制信号时序逻辑相反。

优选地，所述的稳压元件为电容，所述的滤波模块为RC滤波电路。

本发明的另一技术解决方案是，提供一种电源变换器的输出电压补偿电路，包括上述任意一种输出电流采样电路，所述电源变换器通过分压电路采样输出电压得到表征输出电压的分压信号，将分压信号与基准电压进行比较以实现主功率开关管的导通，所述的输出电压补偿是在基准电压上施加补偿信号以补偿输出电流流经输出线路阻抗所产生的压降，所述的补偿信号与输出线路阻抗上的压降呈比例关系。

优选地，所述的补偿信号由补偿信号产生电路产生，所述补偿信号产生电路包括等效电阻和电流值等于输出电流的第二电流源，所述第二电流源流经等效电阻所产生的压降即为补偿信号。

优选地，所述的等效电阻与输出线路阻抗呈比例关系。

优选地，所述的第二电流源由表征输出电流的第三电压经处理后产生。

采用本发明的结构和方法，与现有技术相比，具有以下优点：本发明对电源变换器主功率开关管的电流采样，在连续导通模式下，主功率开关管导通时间一半时刻的电流值等于输出电流的值，由于在轻载下存在Sleep Mode等情况，电感电流在这段时间内为零，电感电流的平均值(主开关管导通时间一半时刻的电流)不等于输出电流，因此需要对主功率开关管导通时间一半时刻的电流值平均到整个开关周期以得到实际的输出电流值；基于上述对输出电流的采样，将采样得到的输出电流流经等效电阻以产生补偿信号，从而对基准电压进行补偿；本发明通过采样主功率开关管两端的电压以得到表征输出电流的信号，无需通过采样电阻进行输出电流的采样，减少了功耗，并能够利用采样得到的输出电流实现对输出电压的补偿。

附图说明

图1为本发明用于电源变换器的输出电流采样电路的结构示意图；

图2为本发明的工作波形图。

图3为输出电流产生电路的结构示意图。

图4为输出电流产生电路的工作波形图。

图5为对基准电压进行补偿的示意图。

具体实施方式

下面将结合示意图对本发明的电源变换器的输出电流采样电路及输出电压补偿电路作更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以在此描述基础上，在权利要求的范围内对本发明具体电路进行变换和替换，而仍然实现本发明的有利效果。下列描述并不作为对本发明的限制。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明的核心在于，提供一种电源变换器的输出电流采样电路，包括：

稳压电路，在每个开关周期内，当电源变换器主功率开关管导通的时刻，所述稳压电路接收表征流经电源变换器主功率开关管电流的采样电压信号；当达到主功率开关管导通时间一半的时刻，所述稳压电路暂停接收采样电压信号；所述稳压电路输出第一电压信号；

滤波电路，接收稳压电路输出的第一电压信号，在稳压电路接收采样电压信号期间，所述滤波电路暂停接收第一电压信号；所述滤波电路输出表征主功率开关管导通时间一半时刻电流值的第二电压信号。

进一步地，本发明还提供一种电源变换器的输出电压补偿电路，基于所述输出电流采样电路，所述电源变换器通过分压电路(由电阻R_fbH和电阻R_fbL串联组成)采样输出电压得到表征输出电压的分压信号，将分压信号与基准电压进行比较以实现主功率开关管的导通，所述的输出电压补偿是在基准电压上施加补偿信号以补偿输出电流流经输出线路阻抗产生的压降，所述的补偿信号与输出线路阻抗上的压降呈比例关系。

参考图1所示，示意了用于电源变换器的输出电流采样电路，并以降压型变换器为例，但不限于这一拓扑结构。输入电压Vin经电压转换成输出电压Vout，由输出电压反馈电路通过分压电路采样输出电压，得到表征输出电压的分压信号，所述的分压信号与基准电压Vref3进行比较以通过PWM控制器使主功率开关管Q1导通，Q2为同步整流管。

所述降压变换器基于固定导通时间的控制模式，所述的固定导通时间由导通时间产生电路产生，所述的导通时间产生电路将斜坡信号Slope与第一参考电压Vref1进行比较以产生导通时间，所述的斜坡信号Slope由斜坡信号发生电路产生，斜坡信号发生电路包括电容C1、电流源I₁和开关Q3，通过控制Q3的通断来实现电流源I₁对电容C1的充电，以产生斜坡信号Slope。

采样流经主功率开关管Q1的电流(可通过采样主功率开关管Q1两端的电压实现)，得到表征流经主功率开关管Q1电流的采样电压信号Vsen1(Vsen1＝K·I_Q1)[此时流经主功率开关管Q1的电流I_Q1等于电感电流I_L]。稳压电路包括开关Q4和电容C2，稳压电路接收采样电压信号Vsen1，在每个开关周期内，主功率开关管Q1导通的时刻，所述稳压电路接收表征流经电源变换器主功率开关管电流的采样电压信号；当达到主功率开关管导通时间一半的时刻，所述稳压电路暂停接收采样电压信号，由开关Q4(第一开关)控制。在稳压电路暂停接收采样电压信号期间，开关Q4断开，此时电容C2起到稳压的作用，以防止发生电压突变。采样电压信号Vsen1经稳压电路稳压处理后输出第一电压信号V_C2至滤波电路。所述的滤波电路包括开关Q5(第二开关)和滤波模块，所述的滤波模块为由电阻R3和电容C3组成的RC滤波电路。滤波电路接收第一电压信号V_C2，经滤波处理后得到第二电压信号Vsen2，所述的第二电压信号Vsen2表征主功率开关管导通时间一半时刻电流值，在稳压电路接收采样电压信号期间，所述滤波电路暂停接收第一电压信号。在连续导通模式下(CCM)下，由于流经Q1的电流等于相应的电感电流I_L，电感电流I_L的平均值等于输出电流I_O的值。所以当达到主功率开关管导通时间一半时刻(Ton/2)，此时的瞬时电感电流等于电感电流I_L的平均值，故此时流经Q1的瞬时电流即等于输出电流I_O，从而实现了输出电流的采样。

所述的开关Q4的控制端接控制信号S1，所述的开关Q5的控制端接控制信号S2，S1和S2的时序逻辑相反。取出第二参考电压Vref2与斜坡信号Slope进行比较，从而产生控制信号S1和S2。所述的第二参考电压Vref2等于第一参考电压Vref1的二分之一，这一取值的目的是“定位”主功率开关管Q1导通时间一半的时刻。

参考图2所示，示意了基于图1实施方式的工作波形图(本实施例虽仅流经Q1的电流，但图中给出了电感电流的完整波形I_L)。在主功率开关管Q1导通期间，流经其上的电流I_L也随之增大(表征电流I_L的采样电压信号Vsen1在Q1导通期间也随电流I_L增大)，并在导通时间结束时刻达到最大值，Q1截止后，I_L下降。开关Q3的开关时序与Q1相反，以实现斜坡信号Slope的产生，斜坡信号Slope与第二参考电压进行比较产生相应的S1和S2，以控制开关Q4和Q5。

在Q4初始导通时，电容C2接收采样电压信号Vsen1，会将电容C2上的电压拉低，但随着电感电流的增大，表征电流值的采样电压信号Vsen1也随之增大，C2上的电压也就相应增大。达到Q1导通时间一半时刻，Q4断开，则电容C2起到稳压的作用，不会发生电压突变，以维持电压恒定。

在Q4导通期间，Q5处于断开状态，Q4断开后，则Q5开始导通，滤波模块仅接收经电容C2稳压后的第一电压信号V_C2。由于Q5断开期间，V_C2在采样电压信号Vsen1作用下突变并上升的部分不会被滤波模块接收，因此滤波模块所接收的V_C2是断续的，经RC滤波电路滤波后，产生连续的、稳定的第二电压信号Vsen2。

参考图3所示，示意了输出电流产生电路。在图1实施方式中，在CCM的模式下，第二电压信号Vsen2即表征了输出电流Io，然而，在DCM或轻载模式(Sleep Mode)下，在一个开关周期内，存在一段时间电流I_L为零的情况，此时仅用图1实施方式，无法得出输出电流Io，需对输出电流进行均值处理。

第二电压信号Vsen2表征了电感电流连续期间的平均输出电流。输出电流产生电路的作用是将上述电流在整个开关周期进行平均处理。根据Vsen2与其所表征电流之间的比例系数设置采样电阻，并进行电流采样，从而得到第一电流源I₂，第一电流源I₂的值等于主功率开关管导通时间一半的时刻的电流值，若Vsen2与其所表征电流之间的比例系数为K，设置阻值为K的电阻R_k作为采样电阻，经电流采样可得到I₂＝Vsen2/K。

电流源I₂流经电阻R4，在电阻R4上产生压降，开关Q6的占空比为电感电流连续期间与整个周期的比值，通过经R5和C4滤波处理后，得到第三电压信号Vsen3，第三电压信号Vsen3＝I₂·R4·D_Q6＝Io·R4，Io为实际的平均输出电流值，因此第三电压信号Vsen3表征实际的输出电流。图中的电路结构同样可适用于CCM的情况，在CCM的情况的情况下，Q6的占空比即为1。

参考图4所示，示意了输出电流产生电路的Q6的控制信号Standby的波形。Q6在T_{on_standby}期间导通，整个开关周期为T_{s_standby}。本附图中所示，主要基于图3中的电路结构，示意了控制信号Standby与电流I_L的对应关系。

参考图5所示，示意了基准电压的补偿，即将对输出线上阻抗的补偿转为对基准电压的补偿。原基准电压为Vref3’，由R6和第二电流源I₃对原基准电压为Vref3’进行电压补偿，从而得到补偿后的基准电压Vref3。第二电流源I₃等于实际输出电流Io，由第三电压信号Vsen3转化处理得到，其转化处理的方法可参照Vsen2转化成第二电流源I₂的电路结构，即设置采样电路，并通过采样电流的方式得到相应的电流源，采样电阻的阻值等于R4。

对输出回路进行分析，可知：

Vref3·(R_fbL+R_fbH)/R_fbL＝Io·R_Load+Io·(R1+R2)，Vref3＝Vref3’+Io·R6；

得到：(Vref3’+Io·R6)·(R_fbL+R_fbH)/R_fbL＝Io·R_Load+Io·(R1+R2)；

R1+R2为输出线上的阻抗，R_Load为负载电阻。

由于：Vref3’·(R_fbL+R_fbH)/R_fbL＝Io·R_Load；因此若要实现对输出线上阻抗R1、R2上的降压进行补偿，则Io·(R1+R2)＝Io·R6·(R_fbL+R_fbH)/R_fbL；因此：

R6＝(R1+R2)·R_fbL/(R_fbL+R_fbH)，R6的阻值可以根据输出线上阻抗进行设计。

所述的补偿信号与输出线上的阻抗上的压降呈比例关系，该比例系数为R_fbL/(R_fbL+R_fbH)，取决于分压电路。

R6为等效电阻，所述的等效电阻与输出线上的阻抗呈比例关系，该比例系数也为R_fbL/(R_fbL+R_fbH)，取决于分压电路。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。