无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构及调制方法

摘要

本发明提供无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构，包括低频纹波抑制模块，由互补导通的两个功率开关管组成，两个功率开关管串联后连接在单相逆变器的直流侧，二者连接点与滤波电路的两个电容的中点连接；滤波电路连接在单相逆变器的交流侧，由两组相互对称的电感和电容构成。本发明在原有逆变器的基础上，只需将滤波电路的电感与电容拆分为两组对称的电感及电容，再添加一个仅由两支功率开关管组成的低频纹波抑制模块，通过控制低频纹波抑制模块的功率开关管的开关状况即可将脉动功率控制在两支滤波电容上，实现消除逆变器中直流侧电解电容，提高系统可靠性。

说明书

技术领域

本发明属于逆变器领域，具体涉及一种无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构及 调制方法。

背景技术

由于输入与输出瞬时功率的不平衡，输入电流中会产生二倍于输出频率的低频纹波电流， 该低频纹波电流会在各应用领域带来一系列危害：在电力系统中会加重设备负担、带来电能 损耗；在燃料电池系统中，会降低系统效率、缩短燃料电池寿命；在光伏发电系统中，会影 响MPPT等。为解决上述问题，在逆变场合不得不大量采用电解电容缓冲能量，平衡交流侧 与直流侧瞬时功率。但电解电容存在着寿命短、体积大等缺陷，严重影响系统的可靠性与功 率密度的提高。

目前消除或减小逆变器中电解电容的拓扑可以归为两类：一是通过添加一些无源或有源 滤波装置，将脉动功率控制在储能元件或滤波装置上，例如在并网光伏逆变器中通过添加两 支功率开关管与储能电感，将脉动功率通过添加的功率管转移至储能电感上，该方法为了满 足MPPT的控制，并不能完全将脉动功率转移至储能电感上，只能适度减小了直流侧电解电 容。该方法本质上是将脉动功率控制在直流侧，直流侧仍然存在电解电容。二是采用差分逆 变器这一特殊拓扑，通过控制交流侧两支滤波电容的电压波形，实现负载所需的脉动功率由 这两支滤波电容提供，在这种拓扑中，脉动功率由交流侧补偿。该方法能消除电解电容且无 需添加额外的器件，但是过分依赖于不太常用的差分逆变器这一拓扑结构。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提供一种无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构及 调制方法，消除逆变器中直流侧电解电容，提高系统可靠性。

本发明为解决上述技术问题所采取的技术方案为：一种无电解电容单相逆变器低频纹波 抑制拓扑结构，其特征在于：它包括：

低频纹波抑制模块，由互补导通的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆组成，第五功 率开关管T₅与第六功率开关管T₆串联后连接在单相逆变器的直流侧，第五功率开关管T₅与 第六功率开关管T₆的连接点与滤波电路的两个电容的中点连接；滤波电路连接在单相逆变器 的交流侧，由两组相互对称的电感和电容构成。

无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构的调制方法，其特征在于：采集滤波电路 中其中一个电容的电压，与其设定值进行比较，将所得的电容电压误差值经过比例积分控制 器，输出得到一组控制参数，将此组控制参数与固定频率的三角载波进行比较，形成一组PWM 控制参数控制所述的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆的导通；

其中滤波电路中2个电容的电压设定值v_c1与v_c2分别为：

$v_{c1}=\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(7\right),$

$v_{c2}=-\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(8\right),$

其中，V_max为输出电压的峰值，ω为工频角频率，t为时间，F(t)为电容中点电压控制函 数，输出电压为滤波电路的输出端电压；

其中vd为电容电压直流偏置部分，且

v_d<v_in-B   (17)，

v_in为直流侧输入电压，C为滤波电路中一个电容的容值，I_max为负载电流峰值，B为电容 电压中二倍于输出电压频率部分的幅值，为电容电压中二倍于输出电压频率部分的相角。

一种无电解电容单相逆变器拓扑结构，其特征在于：它包括：

直流电源；

单相逆变器，其直流侧与所述的直流电源连接；

滤波电路，由两组相互对称的电感和电容构成，其输入端与所述的单相逆变器的交流侧 连接，其输出端即为负载端；

低频纹波抑制模块，由互补导通的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆组成，第五功 率开关管T₅与第六功率开关管T₆串联后连接在单相逆变器的直流侧，第五功率开关管T₅与 第六功率开关管T₆的连接点与滤波电路的两个电容的中点连接；滤波电路连接在单相逆变器 的交流侧，由两组相互对称的电感和电容构成。

按上述方案，所述的单相逆变器为推挽逆变器或全桥逆变器。

无电解电容单相逆变器拓扑结构的调制方法，其特征在于：

独立调制单相逆变器和低频纹波抑制模块中的功率开关管：

单相逆变器中的功率开关管的调制方法与现有技术相同；

低频纹波抑制模块中的功率开关管的调制方法如下：采集滤波电路中其中一个电容的电 压，与其设定值进行比较，将所得的电容电压误差值经过比例积分控制器，输出得到一组控 制参数，将此组控制参数与固定频率的三角载波进行比较，形成一组PWM控制参数控制所 述的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆的导通；

其中滤波电路中2个电容的电压设定值v_c1与v_c2分别为：

$v_{c1}=\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(7\right),$

$v_{c2}=-\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(8\right),$

其中，V_max为输出电压的峰值，ω为工频角频率，t为时间，F(t)为电容中点电压控制函 数，输出电压为滤波电路的输出端电压；

其中vd为电容电压直流偏置部分，且

v_d<v_in-B   (17)，

v_in为直流侧输入电压，C为滤波电路中一个电容的容值，I_max为负载电流峰值，B为电容 电压中二倍于输出电压频率部分的幅值，为电容电压中二倍于输出电压频率部分的相角。

本发明的有益效果为：在原有逆变器的基础上，只需将滤波电路的电感L与电容C分别 拆分为两组对称的电感及电容，再添加一个仅仅由两支功率开关管组成的低频纹波抑制模块， 通过控制低频纹波抑制模块的功率开关管的开关状况即可将脉动功率控制在两支滤波电容 上，直流源只需提供负载所需功率的直流平均部分。实现逆变功能的桥臂的控制与实现脉动 功率补偿的桥臂的控制时相互独立的，控制方式简单，容易实现。

附图说明

图1是无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构。

图2是无电解电容单相逆变器的拓扑结构。

图3是无电解电容单相全桥逆变器拓扑结构。

图4是无电解电容单相全桥逆变器拓扑的4种开关状态。

图5是逆变功能开关管与电容中点电压开关管的控制的两种调制模式。

图6是无电解电容单相全桥逆变器的控制原理框图。

图7是普通全桥逆变器的电容电压与输出电压及输入电流仿真波形图。

图8是普通全桥逆变器的电容电压与输出电压及输入电流实验图。

图9是普通全桥逆变器脉动功率与脉动电流回路。

图10是无电解电容单相全桥逆变器的电容电压v_c1，v_c2，输出电压v_o及输入电流i_in的仿 真波形图。

图11是无电解电容单相全桥逆变器的电容电压与输出电压及输入电流实验图。

图12是无电解电容单相全桥逆变器的脉动功率回路与纹波电流回路。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐述本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明 而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形 式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

一种无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑结构如图1所示，包括：低频纹波抑制模 块，由互补导通的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆组成，第五功率开关管T₅与第六 功率开关管T₆串联后连接在单相逆变器的直流侧，第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆的连接点与滤波电路的两个电容的中点连接；滤波电路连接在单相逆变器的交流侧，由两组 相互对称的电感和电容构成。

第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆通过调制器控制其通断，调制器，用于采集滤波 电路中其中一个电容的电压，与其设定值进行比较，将所得的电容电压误差值经过比例积分 控制器，输出得到一组控制参数，将此组控制参数与固定频率的三角载波进行比较，形成一 组PWM控制参数控制所述的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆的导通。

利用上述拓扑结构构成的一种无电解电容单相逆变器拓扑结构，如图2所示，包括：直 流电源；单相逆变器，其直流侧与所述的直流电源连接；滤波电路，由两组相互对称的电感 和电容构成，其输入端与所述的单相逆变器的交流侧连接，其输出端即为负载端；低频纹波 抑制模块，由互补导通的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆组成，第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆串联后连接在单相逆变器的直流侧，第五功率开关管T₅与第六功率开关 管T₆的连接点与滤波电路的两个电容的中点连接；滤波电路连接在单相逆变器的交流侧，由 两组相互对称的电感和电容构成。第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆通过调制器控制其 通断，调制器，用于采集滤波电路中其中一个电容的电压，与其设定值进行比较，将所得的 电容电压误差值经过比例积分控制器，输出得到一组控制参数，将此组控制参数与固定频率 的三角载波进行比较，形成一组PWM控制参数控制所述的第五功率开关管T₅与第六功率开 关管T₆的导通。

所述的单相逆变器为推挽逆变器或全桥逆变器。半桥逆变拓扑直流端必须存在两只均压 电容才能够正常工作，因此采用本拓扑结构能够有一定的抑制效果，但是电解电容无法消除。

调制时，独立调制单相逆变器和低频纹波抑制模块中的功率开关管：

单相逆变器中的功率开关管的调制方法与现有技术相同；

低频纹波抑制模块中的功率开关管的调制方法如下：采集滤波电路中其中一个电容的电 压，与其设定值进行比较，将所得的电容电压误差值经过比例积分控制器，输出得到一组控 制参数，将此组控制参数与固定频率的三角载波进行比较，形成一组PWM控制参数控制所 述的第五功率开关管T₅与第六功率开关管T₆的导通；

其中滤波电路中2个电容的电压设定值v_c1与v_c2分别为：

$v_{c1}=\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(7\right),$

$v_{c2}=-\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(8\right),$

其中，V_max为输出电压的峰值，ω为工频角频率，t为时间，F(t)为电容中点电压控制函 数，输出电压为滤波电路的输出端电压；

其中v_d为电容电压直流偏置部分，且

v_d<v_in-B   (17)，

v_in为直流侧输入电压，C为滤波电路中一个电容的容值，I_max为负载电流峰值，B为电容 电压中二倍于输出电压频率部分的幅值，为电容电压中二倍于输出电压频率部分的相角。

下面以全桥逆变器为例，说明本发明的工作原理。

图3为无电解电容单相全桥逆变器拓扑结构，全桥逆变器由第一桥臂与第二桥臂组成， 第一桥臂由两个互补导通的第一、第二功率开关管T₁与T₂组成；第二桥臂由两个互补导通的 第三、第四功率开关管T₃与T₄组成；低频纹波抑制模块为两个互补导通的第五、第六功率开 关管T₅与T₆组成的第三桥臂；滤波电路由两个等值的第一、第二电感L₁与L₂及两支等值的 第一、第二电容C₁与C₂组成。

直流源与全桥逆变器相连，第一电感L₁的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与负载一 端相连，负载另一端与第二电感L₂一端相连，第二电感L₂另一端相连与第二桥臂中点相连， 第一、第二电容C₁与C₂串联后并联在负载两端，第一、第二电容C₁与C₂串联的中点与第 三桥臂中点相连。

该逆变器可实现两个功能：由第一桥臂与第二桥臂组成的桥式逆变部分实现逆变功能， 由第三桥臂的第五、第六功率开关管T₅与T₆控制交流侧两个电容中点电压，实现负载所需的 脉动功率由两个电容补偿。组成全桥逆变器的两个桥臂的控制与控制电容中点电压桥臂的控 制是相互独立的。

下面叙述实现逆变功能与电容中点电压控制相互独立和交流侧脉动功率补偿的具体工作 原理。

1、独立控制原理

第一至第六功率开关管T₁-T₆采用双极性调制，每个桥臂的上下开关管互补导通，电路有 如图4(a)-(d)所示的4种开关状态：

在开关状态1时，第一、第四、第五功率开关管T1、T4与T5开通，第二、第三、第六 功率开关管T2、T3与T6关断；

在开关状态2时，第一、第四、第六功率开关管T1、T4与T6开通，第二、第三、第五 功率T2、T3与T5关断；

在开关状态3时，第二、第三、第五功率开关管T2、T3与T5开通，第一、第四、第六 功率T1、T4与T6关断；

在开关状态4时，第二、第三、第六功率开关管T2、T3与T6开通，第一、第四、第五 功率T1、T4与T5关断；

设第一至第四功率开关管T₁-T₄组成的全桥逆变器正弦调制波信号为e_vo，控制第五、第 六功率开关管T₅、T₆的瞬时偏差信号为e_vc1，由于载波频率(20KHz)远大于调制波信号(50Hz)， 可假设在一个载波周期内e_vo与e_vc1为恒定值，则存在e_v0≤e_vc1与e_v0≥e_vc1两种调制模式，如图 5(a)、(b)所示。

图5调制模式(a)中包含图4中的开关状态1、开关状态2及开关状态3种开关状态，图5 调制模式(b)包含图4中的开关状态2、开关状态3及开关状态4三种开关状态。

在开关状态1时的输出电压v_o1为：

$v_{o1}=v_{\mathrm{in}}-L\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}---\left(1\right),$

式中v_in为直流侧输入电压，L为第一或第二电感的电感值，i_L1与i_L2分别为第一、第二 电感L₁与L₂上的电流，t为时间，

在开关状态2时的输出电压v_o2为：

v_o2＝v_o1   (2)，

在开关状态3时的输出电压v_o3为：

v_o3＝-v_o1   (3)，

在开关状态4时的输出电压v_o4为：

v_o4＝-v_o1(4)，

在调制模式(a)中的输出电压开关周期平均值为：

${\bar{v}}_{o\left(a\right)}=(1-D_{14})·v_{o3}+(D_{14}-D_6)·v_{o1}+D_6·v_{o2}=({2D}_{14}-1)·v_{o1}---\left(5\right),$

D₁₄为第一、第四功率开关管T1与T4的占空比，D₆为第六功率开关管T₆的占空比， 在调制模式(b)中的输出电压开关周期平均值为：

${\bar{v}}_{o\left(b\right)}=(1-D_6)·v_{o3}+(D_6-D_{14})·v_{o4}+D_{14}·v_{o2}=({2D}_{14}-1)·v_{o1}---\left(6\right),$

可见且与第五、第六功率开关管T₅、T₆的占空比D₅、D₆无关，即实现逆 变器功能的两个桥臂的开关管的控制与低频纹波抑制模块中的功率开关管的控制是相互独立 的。

从上面分析可见，实现逆变功能的开关管的控制与实现低频纹波抑制的开关管的控制是 相互独立、互不影响的，控制方式简单，提高了系统可靠性。

当第五功率开关管T5开通、第六功率开关管T6关断时，交流侧两个电容中点电压为v_in， 当开关管T6开通、T5关断时，交流侧两支电容中点电压为零，通过控制第五、第六功率开 关管T5与T6的开通时间，即可对电容中点电压进行控制，改变两个电容电压表达式，从而 实现负载所需脉动功率由交流侧两支滤波电容提供，在直流侧无需添加电解电容即可实现低 频纹波电流的抑制。

2交流侧实现脉动功率补偿原理

由于两支电容电压差分输出，分别设两支电容电压vc1与vc2表达式为：

$v_{c1}=\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(7\right),$

$v_{c2}=-\frac{1}{2}{V}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+F\left(t\right)---\left(8\right),$

其中，v_c1与v_c2分别为无电解电容单相桥式逆变器低频纹波抑制拓扑中交流侧滤波电容 C1与C2的电压，V_max为输出电压的峰值，ω为工频角频率，t为时间，F(t)为电容中点电压 控制函数。

对于单位功率因素系统，带阻性负载时，输出电压v_o与输出电流i_o分别为：

v_o＝V_maxsin(ωt)   (9)，

i_o＝I_maxsin(ωt)   (10)，

其中，I_max为负载电流峰值，即输出电流的峰值。

输出功率p_o为：

$p_o=v_o\times i_o=\frac{1}{2}{V}_{\max }{I}_{\max }-\frac{1}{2}{V}_{\max }{I}_{\max }\cos \left(2\mathrm{\omega t}\right)---\left(11\right),$

其中，为输出功率中的平均直流部分，为输出功率中的脉 动部分。

电容电流可由得到，对于C＝C1＝C2，流过电容C1与C2的电流i_c1与i_c2分别为：

$i_{c1}=\frac{1}{2}\omega {\mathrm{CV}}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+{\mathrm{CF}}^{\prime }\left(t\right)---\left(12\right),$

$i_{c2}=-\frac{1}{2}\omega {\mathrm{CV}}_{\max }\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+{\mathrm{CF}}^{\prime }\left(t\right)---\left(13\right),$

式中C为滤波电路中一个电容的容值，即电容C1或C2的容值。

两支电容C1与C2上的功率p_c1与p_c2之和为：

为了实现负载所需的脉动功率由交流侧滤波电容提供，则需满足：

p_c1+p_c2＝p_o   (15)，

即可求出电容中点电压控制函数F(t)为：

其中$B=\frac{V_{\max }}{8\omega v_{d}C}\sqrt{I_{\max }^2+\frac{{\omega }^2{C}^2{V}_{\max }^2}{4}},$且

v_d<v_in-B   (17)。

即通过控制第五、第六功率开关管T5与T6来控制电容中点电压，将电容电压控制为式 (7)、(8)、(16)所示，即可实现负载所需脉动功率由交流侧两支滤波电容提供。

表1实验参数

输入电压v_in200v 输出电压v_o(有效值) 55v 额定功率p_e60.5w 基波频率f 50Hz 开关频率f_s40kHz 滤波电感(L₁,L₂) 300μH，3A 滤波电容(C₁,C₂) 30μF，200v

具体实验验证

下面对本发明的无电解电容单相逆变器低频纹波抑制拓扑族进行实验验证。设计参数如 表1所示。从表1中可以看出，输入电压为200v，输出电压有效值为55v，额定功率p_e为60.5 W，基波频率f为50Hz，开关频率f_s为40KHz，滤波电感L₁和L₂为300μH，3A，滤波电 容C₁和C₂为30μF，200V。

参考电压v_c1＝76+38.89sin(ωt)+21.69sin(ωt+0.2314)，v_o＝55sin(ωt)，无电解电容桥式 逆变器使用6个IRF840开关管，输入电压源采用沃森GP3600，控制平台采用STM32F103， 驱动芯片采用IR2110。

调制器的结构框图如图6所示。将输出电压的设定值v_oref与实际检测值进行差值计算， 得到输出电压的误差值Δv_o，将Δv_o经过比例积分控制器后输出得到第一组控制参数；将此控 制参数与固定频率的三角载波进行比较，形成第一组PWM控制参数，控制实现逆变功能的 开第一至第四关管T₁-T₄；将第一电容C₁的电压设定值v_c1ref与实际检测的电压值v_c1进行差值 计算，得到第一电容C₁的电压误差值Δv_c1；将Δv_c1经过比例积分控制器，输出得到第二组控 制参数，将此控制参数与固定频率的三角载波进行比较，形成第二组PWM控制参数，控制 实现低频纹波抑制功能的第五和第六功率开关管T₅-T₆。

图7所示为纯阻性负载时普通桥式逆变器的输出电压及输入电流仿真波形图。从图中可 以看出输入电流中含有幅值与直流成分相等的二倍低频纹波电流。

图8所示为纯阻性负载时普通桥式逆变器的输出电压及输入电流实验波形图。

图9所示为纯阻性负载时普通桥式逆变器纹波电流回路。在普通桥式逆变器中，由于负 载所需的脉动功率由直流侧电源提供，电源中会有2倍低频纹波电流流过。

图10所示为纯阻性负载时在无电解电容单相桥式逆变器中采用本发明所提出的中点电 压控制方法的电容电压、输出电压及输入电流仿真波形图。从图中可以看出，采用中点电压 控制方法后，电容电压是可调节的，输出电压依然维持不变。输入电流中的2倍纹波成分得 到了有效的抑制。

图11所示为纯阻性负载时的实验波形图。实验验证了本方法的有效性。

图12所示为纯阻性负载时采用中点电压控制的无电解电容单相桥式逆变器的的脉动功 率回路与纹波电流回路。由于将脉动功率控制在了交流侧，直流源中将不再有2倍纹波电流 流过。

以上实施例仅用于说明本发明的思想和特点，其目的在于使本领域内的技术人员能够了 解本发明的内容并据以实施，本发明的保护范围不限于上述实施例。所以，凡依据本发明所 揭示的原理、设计思路所作的等同变化或修饰，均在本发明的保护范围之内。