一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法

摘要

本发明公开了一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法，在电压电流环中加入一种新的虚拟阻抗的设计，电压外环采用比例积分控制以保证输出波形具有较高的跟踪精度，电流内环采用比例控制以提高系统的动态响应速度；将等效线路阻抗设计为在工频附近呈现阻性，满足低压微网的线路阻抗特点，同时降低了微源逆变器功率均分控制对输出线路阻抗的敏感性；等效线路阻抗在高频谐波段呈感性，能够有效抑制非线性负载造成的高频谐波，有效避免高频谐波噪声对微源输出电能质量的影响。

说明书

技术领域

本发明涉及一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法，属于电力电子装置调制技 术。

背景技术

由于下垂控制器不需要联络线和负载信息就可以实现微网中多微源间功率平均分 配，因此在微网多微源协调控制中受到广泛的应用。然而微源间功率的精确平均分配除 了匹配下垂控制器中的下垂系数以外，对微源输出电压、相角及线路阻抗都有严格的要 求。

由于低压微网的线路阻抗主要为阻性，不同于高压线路中的感性阻抗特性，原有的 经典下垂控制曲线(P-f、Q-U)是否仍然适用于低压微网引起了广泛的争议。一般而言， 目前通过电压电流环中虚拟阻抗的引入，将线路输出阻抗可以等效为感性、阻性、阻感 混合型和容性这几种。1)当等效线路阻抗为感性，依旧可以采用经典的同步发电机P-f、 Q-U下垂控制方程，等效后的线路阻抗基本由虚拟阻抗决定，这也是目前常采用的方法； 2)当等效线路阻抗为阻性，由于低压微网中线路中的阻性比例极大，众多学者认为在 低压环境中应该采用阻性网络环境，此时，应该采用P-U、Q-f下垂控制方程，这种方 法常见于小规模微网环境中，但是同感性阻抗一样，由于虚拟阻抗对等效线路阻抗的增 大作用，输出端电压会受到影响，不通过恰当的控制方法，输出电压存在静差达不到额 定值；3)当等效线路阻抗为阻感混合型，由于电压源逆变器普遍采用LC滤波电路，加 上低压微网中一般存在0.4k/10k变压器，所以认为低压微网实际是一个阻感混合型网络， 在这种情况下f、U与PQ轴都相关，互相耦合控制较为复杂，一般都通过虚拟阻抗的 加入将等效后的线路阻抗变为纯阻性或者纯感性；4)当等效线路阻抗为容性，由于经 典的下垂曲线并不具备无功补偿器的倾斜特性，部分学者认为在低压微网中部署几台容 性输出阻抗的逆变器，即接入点电压随着输出功率呈正比，有益于改善电压偏移，实现 局部电压调整。

传统观点认为低压微网的阻抗特点主要为阻性，应该通过电压电流环中虚拟阻抗的 引入，将线路等效阻抗设计为阻性。但是随着微网环境中非线性负载的大量投入，逆变 器输出大量高频谐波从发电端源头严重影响了微网系统的电能质量，阻性等效阻抗并不 能抑制高频谐波。

发明内容

发明目的：针对低压微网中采用传统下垂控制器多微源之间功率分配精度不高和非 线性负载影响的问题，本发明提供一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法，通过对 虚拟阻抗的设计，将等效虚拟阻抗设计成在工频附近呈现阻性，满足低压微网的线路阻 抗特点，高频谐波段呈感性，有效抑制非线性负载造成的高频谐波。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法，包括如下步骤：

(1)对采用下垂控制器的微源逆变器输出功率，不仅对下垂参数进行匹配，对输 出阻抗也进行匹配；由于对输出阻抗的设计并不能完全满足精度要求，因此在电压电流 环中引入虚拟阻抗Z_vir(s)；其中，s为拉式变换复变量参数；

(2)在引入虚拟阻抗Z_vir(s)的电压电流环中，电压外环采用PI控制以保证输出波 形具有较高的精度，电流内环采用比例控制以提高系统的动态响应速度；

(3)对引入虚拟阻抗Z_vir(s)的电压电流环进行简化，得到前向增益G(s)、不加入 虚拟阻抗Z_vir(s)时的输出滤波阻抗Z_o(s)和加入虚拟阻抗Z_vir(s)后的等效线路阻抗表达式；

(4)设计虚拟阻抗Z_vir＝K₁s/(s+K₂)，将下垂控制器在工频阈值范围内的低频区 域设计成低压微网中普遍的阻性，将高频谐波频谱段设计成感性以滤去高频谐波；其中， K₁和K₂为虚拟阻抗参数。

本发明，通过新的虚拟阻抗Z_vir(s)的设计，方案中设计的电压电流环可以精确控制 等效输出阻抗，满足在工频附近呈阻性、高频谐波区呈感性的特点，得到新的等效线路 阻抗波特图。

具体的，所述步骤(3)中：

简化后的引入虚拟阻抗Z_vir(s)的电压电流环为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_o=G\left(s\right)[u_{\mathrm{ref}}-Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)i]-Z_o\left(s\right)i\\ Z_o^{*}=G\left(s\right)Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)+Z_o\left(s\right)\end{array}\right)$

前向增益G(s)为：

$G\left(s\right)=\frac{(k_{p}s+k_i)·K_{\mathrm{PWM}}}{D\left(s\right)}$

D(s)＝LCs³+(R+K·K_PWMC)s²+(1+K·k_pK_PWM)s+K·k_iK_PWM

不加入虚拟阻抗Z_vir(s)时的输出滤波阻抗Z_o(s)为：

$Z_o\left(s\right)=\frac{L{s}^2+\mathrm{Rs}}{D\left(s\right)}$

加入虚拟阻抗Z_vir(s)后的等效线路阻抗为：

$Z_o^{*}\left(s\right)=G\left(s\right)Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)+\frac{L{s}^2+\mathrm{Rs}}{D\left(s\right)}$

其中，u_o为输出电压，u_ref为输出电压参考值，i为电流内环的电流；k_p和k_i为电 压外环中PI控制器的控制参数，K_PWM为微源逆变器的等效模型；L和C为LC输出滤 波器参数，R为LC输出滤波器的电感寄生内阻，K为电流内环中比例控制器的控制参 数。

所述微源逆变器的等效模型K_PWM一般取为常数，本发明中优选取为常数10。

有益效果：本发明提供的适用于低压微网的改进型下垂控制方法，相对于现有技术， 具有如下优点：当负载含有大量非线性负载时，为了抑制高频谐波注入等不利影响，本 发明直接通过虚拟阻抗Z_vir(s)＝K₁s/(s+K₂)的设计，将等效线路阻抗设计为在工频附近呈 现阻性，满足低压微网的线路阻抗特点，同时降低了微源逆变器功率均分控制对输出线 路阻抗的敏感性；等效线路阻抗在高频谐波段呈感性，能够有效抑制非线性负载造成的 高频谐波，有效避免高频谐波噪声对微源输出电能质量的影响。

附图说明

图1为电压电流环控制框图；

图2为简化后的电压电流环控制框图；

图3a为感性等效输出阻抗示意图；

图3b为阻性等效输出阻抗示意图；

图4为重新设计的等效输出阻抗波特图示意图；

图5a为工况1功率输出示意图；

图5b为工况1微网环流示意图；

图5c为工况2功率输出示意图；

图5d为工况2微网环流示意图；

图5e为工况3微网电流示意图；

图5f为工况3电流THD示意图；

图5g为工况4微网电流示意图；

图5h为工况4电流THD示意图；

图6为本发明方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法，对采用下垂控制器的微源逆变器输出 功率，不仅对下垂参数进行匹配，对输出阻抗也进行匹配；由于对输出阻抗的设计并不 能完全满足精度要求，因此在电压电流环中引入虚拟阻抗，以更好地满足工频情况时的 功率均分。

加入虚拟阻抗后的电压电流环控制框图如图1所示，电压外环采用PI控制以保证输 出波形具有较高的精度，电流内环采用比例控制以提高系统的动态响应速度。图中：K_u是LC输出滤波器的电容电压解耦反馈参数，K_l是LC输出滤波器的电感电流解耦反馈 参数，在本案中K_u和K_l的取值均为1；L和C为LC输出滤波器参数，R为LC输出滤 波器的电感寄生内阻，K为电流内环中比例控制器的控制参数；K_PWM为微源逆变器 (voltage source inverter，VSI)的等效模型，一般取常数，在本案中K_PWM＝10；Z_load为 负载参数，Z_vir(s)为引入的虚拟阻抗；s为拉式变换复变量参数。

为了简化引入虚拟阻抗Z_vir(s)的电压电流环，将图1等效简化为图2，在图2中，G(s) 为前向增益，Z_o(s)为不加入虚拟阻抗Z_vir(s)时的输出滤波阻抗；根据图2可以写出简 化后的引入虚拟阻抗Z_vir(s)的电压电流环为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_o=G\left(s\right)[u_{\mathrm{ref}}-Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)i]-Z_o\left(s\right)i\\ Z_o^{*}=G\left(s\right)Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)+Z_o\left(s\right)\end{array}\right)$

前向增益G(s)为：

$G\left(s\right)=\frac{(k_{p}s+k_i)·K_{\mathrm{PWM}}}{D\left(s\right)}$

D(s)＝LCs³+(R+K·K_PWMC)s²+(1+K·k_pK_PWM)s+K·k_iK_PWM

不加入虚拟阻抗Z_vir(s)时的输出滤波阻抗Z_o(s)为：

$Z_o\left(s\right)=\frac{L{s}^2+\mathrm{Rs}}{D\left(s\right)}$

加入虚拟阻抗Z_vir(s)后的等效线路阻抗为：

$Z_o^{*}\left(s\right)=G\left(s\right)Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)+\frac{L{s}^2+\mathrm{Rs}}{D\left(s\right)}$

其中，u_o为输出电压，u_ref为输出电压参考值，i为电流内环的电流；k_p和k_i为电压 外环中PI控制器的控制参数；K为电流内环中比例控制器的控制参数。

可以看出只要设计合适的虚拟阻抗Z_vir(s)，就可以控制系统的等效输出阻抗。大部 分文献通过虚拟阻抗的选取将等效输出阻抗设计成经典下垂曲线的感性和符合低压微 网阻抗特点的阻性，如图3(a)和图3(b)所示。本案直接通过设计虚拟阻抗 Z_vir＝K₁s/(s+K₂)，将下垂控制器在工频附近的低频区域设计成低压微网中普遍的阻 性，将高频谐波频谱段设计成感性用于滤去高频谐波。本案采用的电压电流环中参数如 表1所示。

表1电压电流环参数

通过设计Z_vir＝K₁s/(s+K₂)，本案中的电流电压环可以精确控制等效输出阻抗，满 足在工频附近呈阻性，高频谐波区呈感性的特点。新的等效线路阻抗波特图如图4所示。 通过图4可以看出在工频附近的一段范围内相频特性为0°，而在10kHz以下的高频谐 波范围内为90°附近呈感性，可以有效避免高频谐波噪声对微源输出电能质量的影响。

为了验证本发明提出方法的可行性和正确性，基于Matlab/Simulink建立了如图1 所示的系统模型。仿真系统参数为：每台微源VSI的输出功率一样，微网初始工作在 离网孤岛运行状态，输出滤波器为LC滤波器，其中滤波电感为2mH，电容为10μF， 微源A线路阻抗为0.02+j0.5Ω，微源B线路阻抗为0.1+j0.8Ω。

1)工况1：阻感性负载，两台逆变器不加入虚拟阻抗，采用传统的电压电流环控制

负载为10kW纯阻性负载，在仿真0.2s时刻，加入10kW阻性负载和6kW感性负载。图 5(a)是采用不加入虚拟阻抗时两台逆变器输出功率，其中P为有功功率，Q为无功功率； 图5(b)是两台逆变器之间的环流，其中i_Δ＝i_A-i_B。通过图5(a)和图5(b)可以看出不加入虚拟 阻抗的情况下，由于线路阻抗的不一致，两台微源不能做到功率精确均分，两台微源VSI 之间存在环流。

2)工况2：阻感性负载，两台逆变器均加入本发明提出的虚拟阻抗，采用改进的电 压电流环控制

负载为10kW纯阻性负载，在仿真0.2s时刻，加入10kW阻性负载和6kW感性负载。图 5(c)是采用不加入虚拟阻抗时两台逆变器输出功率，其中P为有功功率，Q为无功功率； 图5(d)是两台逆变器之间的环流，其中i_Δ＝i_A-i_B。通过图5(c)和图5(d)可以看出加入本发明 提出虚拟阻抗，两台微源输出功率精确均分，微源VSI之间环流得到抑制。改进电压电 流控制环有效地抑制了由于线路阻抗不匹配或不是纯阻性而造成的环流及功率精确均 分的问题。

3)工况3：非线性负载，两台逆变器不加入虚拟阻抗，采用传统的电压电流环控制

图5(e)是采用不加入虚拟阻抗时逆变器输出电流波形，图5(f)是逆变器输出电流THD (总谐波失真)。通过图5(e)可以看出当负载含有大量非线性负载时，不采用本发明提出 的改进电压电流环时VSI输出电流含有大量高频谐波，其电流THD为17.00％。

4)工况4：非线性性负载，两台逆变器均加入本发明提出的虚拟阻抗，采用改进的 电压电流环控制

图5(g)是采用加入本发明提出的虚拟阻抗时逆变器输出电流波形，图5(h)是逆变 器输出电流THD。通过图5(g)可以看出采用本发明提出的改进电压电流环后，由于加 入虚拟阻抗后等效输出阻抗在工频呈阻性高频呈感性，有效抑制了高频谐波，图5(h) 频谱分析中也得到了验证，由于高频谐波的减少，其电流THD降低为14.96％。

图6所示为本发明方案的实施流程图。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也 应视为本发明的保护范围。