单电感双输出转换器、控制方法及开关控制电路

摘要

本发明涉及一种开关控制电路，包含：一个信号产生器；一个处理器，根据一个输入电压值、一个第一输出电压值、一个第二输出电压值进行运算以得到一个导通时间比；处理器预存一个输出电流值，及一个电感值，且根据输出电流值、电感值、输入电压值、第一输出电压值、第二输出电压值进行运算以得到一个导通时间加总值及一个操作频率值；处理器根据导通时间加总值与该导通时间比进行运算以得到一个升压模式的导通时间值与一个降升压模式的导通时间值；处理器根据操作频率值、升压模式的导通时间值及降升压模式的导通时间值，来控制信号产生器以切换一个输出电路的第一及第二开关。

说明书

技术领域

本发明涉及一种转换器、控制方法及控制电路，特别是指一种单电感双 输出转换器、单电感双输出控制方法及开关控制电路。

背景技术

在目前的液晶显示器（Liquid Crystal Display，简称“LCD”）领域中， 由于大荧幕和高清晰度的需求日益增长，如何驱动数目不断增多的像素也逐 渐受到重视，再加上市场上对于微型化装置的需求，电路的面积也不断受到 缩减，因此提出单电感双输出（single-inductor-dual-output，简称“SIDO”） 转换器。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可利用数位运算控制以找出操作频率及导 通时间的开关控制电路。

本发明开关控制电路，适用于一个在一个升压模式及一个降升压模式间 切换的单电感双输出转换器，该单电感双输出转换器接收一个输入电压，输 出一个第一输出电压及一个第二输出电压，并包括一个电感、一个受一个第 一控制信号控制于导通与不导通之间切换的第一开关，及一个受一个第二控 制信号控制于导通与不导通之间切换的第二开关，该开关控制电路包含一个 信号产生器。

该信号产生器受控制以分别产生该第一控制信号及该第二控制信号。

该开关控制电路还包含一个处理器。

该处理器电连接于该信号产生器，并根据一个相关于该输入电压的输入 电压值、一个相关于该第一输出电压的第一输出电压值、一个相关于该第二 输出电压的第二输出电压值进行运算以得到一个导通时间比，该导通时间比 是相关于一个升压模式的导通时间与一个降升压模式的导通时间。

该处理器预存一个输出电流值，及一个电感值，且根据该输出电流值、 该电感值、该输入电压值、该第一输出电压值、该第二输出电压值进行运算 以得到一个导通时间加总值及一个对应该导通时间加总值的操作频率值，该 导通时间加总值实质上等同于该升压模式的导通时间与该降升压模式的导通 时间的和。

该处理器根据该导通时间加总值与该导通时间比进行运算以得到一个 升压模式的导通时间值与一个降升压模式的导通时间值。

该处理器根据该操作频率值、该升压模式的导通时间值及该降升压模式 的导通时间值，来控制该信号产生器，使该第一控制信号的频率、责任导通 比分别相关于该操作频率值、该升压模式的导通时间值，使该第二控制信号 的频率、责任导通比分别相关于该操作频率值、该降升压模式的导通时间值。

当操作于该升压模式时，该处理器将该信号产生器的第二控制信号设定 成一个去能信号使该第二开关不导通；当操作于降升压模式时，该处理器将 该信号产生器的第一控制信号设定成一个去能信号使该第一开关不导通。

该导通时间比如下所示：

其中，T_{ON_BST}为该升压模式的导通时间，T_{ON_BB}为 该降升压模式的导通时间，V_SP为该第一输出电压，V_SN为该第二输出电压，V_IN为该输入电压。

该处理器根据该输入电压值、该第一输出电压值进行运算以得到一个周 期时间比例，该周期时间比例是相关于一个升压模式的周期时间与一个降升 压模式的周期时间。

该周期时间比例如下所示：

$\frac{T_{\mathrm{BST}}}{T_{\mathrm{BB}}}=\frac{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BST}}}{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BB}}}=\frac{V_{\mathrm{SP}}^{3/2}}{(V_{\mathrm{SP}}+V_{\mathrm{IN}})\sqrt{V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}}}};$

且一个升压周期时间比为：其中，T_BST为该升压模式的周 期时间，T_BB为该降升压模式的周期时间，T_{OFF_BST}为一个升压模式的非导通时 间，T_{OFF_BB}为一个降升压模式的非导通时间。

该输出电流值包含一个升压模式的最大输出电流值及一个降升压模式 的最大输出电流值。

该处理器根据该升压模式的最大输出电流值、该电感值、该输入电压值、 该第一输出电压值、该升压周期时间比进行运算以得到一个操作频率值追随 导通时间变化的升压模式下限方程式。

该处理器根据该降升压模式的最大输出电流值、该电感值、该输入电压 值、该第二输出电压值、该升压周期时间比进行运算以得到一个操作频率值 追随导通时间变化的降升压模式下限方程式。

该处理器根据该输入电压值、该第一输出电压值、该升压周期时间比进 行运算以得到一个操作频率值追随导通时间变化的升压模式上限方程式。

该处理器根据该输入电压值、该第二输出电压值、该升压周期时间比进 行运算以得到一个操作频率值追随导通时间变化的降升压模式上限方程式。

该处理器预存一个导通时间上限值，并根据该升压模式下限方程式、降 升压模式下限方程式、该升压模式上限方程式、该降升压模式上限方程式，

及该导通时间上限值所界定范围中的多个数值组合，使用一个转换功率演算 法计算转换功率，并进行比较以选取一个具有最大转换功率的数值组合作为 该导通时间加总值及该操作频率值，其中，该导通时间上限值相关于该电感 的电流饱和限制。

该升压模式下限方程式、降升压模式下限方程式、该升压模式上限方程 式、该降升压模式上限方程式分别如下所示：

$f_{\mathrm{SIDO}}\ge f_{\mathrm{BST}}=\frac{{2I}_{\mathrm{BST}}L·(V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}})}{A·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2};$

$f_{\mathrm{SIDO}}\ge f_{\mathrm{BB}}=\frac{{2I}_{\mathrm{BB}}L·\left|V_{\mathrm{SN}}\right|}{(1-A)·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2};$

$f_{\mathrm{SIDO}}\le \frac{1}{A·(T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BST}})}=\frac{V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}}}{A·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}{V}_{\mathrm{SP}}};$

$f_{\mathrm{SIDO}}\le \frac{1}{(1-A)·(T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BB}})}=\frac{\left|V_{\mathrm{SN}}\right|}{(1-A)·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}·\left(\right|V_{\mathrm{SN}}|+V_{\mathrm{IN}})};$

其中，f_SIDO为该单电感双输出转换器的操作频率，f_BST为该升压模式的操 作频率，f_BB为该降升压模式的操作频率，I_BST为该升压模式的最大输出电流， I_BB为该降升压模式的最大输出电流，L为电感值。

该处理器检测该输入电压、该第一输出电压、该第二输出电压，来得到 该相关于该输入电压的输入电压值、该相关于该第一输出电压的第一输出电 压值、该相关于该第二输出电压的第二输出电压值。

本发明的另一个目的即在提供一种利用数位运算控制以找出操作频率 及导通时间的单电感双输出转换器。

本发明单电感双输出转换器于一个升压模式及一个降升压模式间切换， 并包含：一个输出电路及一个上述的开关控制电路。

该输出电路包括一个输出一个第一输出电压的第一输出端、一个输出一 个第二输出电压的第二输出端、一个电连接该第一输出端及该第二输出端的 电感、一个电连接该第一输出端的第一开关，及一个电连接该第二输出端并 接收一个输入电压的第二开关，该第一开关受一个第一控制信号控制于导通 与不导通之间切换，该第二开关受一个第二控制信号控制于导通与不导通之 间切换。

本发明的另一个目的即在提供一种单电感双输出控制方法。

本发明单电感双输出控制方法利用一个上述的单电感双输出转换器来 实现，该方法包含下列步骤：

根据一个输入电压值、一个第一输出电压值、一个第二输出电压值进行 运算以得到一个导通时间比，该导通时间比是相关于一个升压模式的导通时 间与一个降升压模式的导通时间。

预存一个输出电流值及一个电感值，且根据该输出电流值、该电感值、 该输入电压值、该第一输出电压值、该第二输出电压值进行运算以得到一个 导通时间加总值及一个对应该导通时间加总值的操作频率值，该导通时间加 总值实质上等同于该升压模式的导通时间与该降升压模式的导通时间的和。

根据该导通时间加总值与该导通时间比进行运算以得到一个升压模式 的导通时间值与一个降升压模式的导通时间值。

本发明的有益效果在于：实现了利用数位运算控制该单电感双输出转换 器，并将该开关控制电路整合在芯片上，可在有限的空间中实现最佳的转换 效率，并运算出在最佳化转换效率下的操作频率及导通时间。

附图说明

图1是本发明单电感双输出转换器的一个较佳实施例的的电路示意图；

图2是本发明单电感双输出转换器的一个较佳实施例的电感电流及时间 的关系图；

图3是本发明单电感双输出控制方法的一个较佳实施例的流程图；

图4是本发明单电感双输出控制方法的一个较佳实施例的流程图；

图5是本发明单电感双输出控制方法的一个较佳实施例的操作频率及导 通时间的关系图；

图6是本发明单电感双输出转换器的一个较佳实施例的一个变形的电路 示意图；

图7是本发明单电感双输出转换器的一个较佳实施例的电感电流及输出 电压量测值；及

图8是本发明单电感双输出转换器的一个较佳实施例在一个切换点的电 感电流及输出电压量测值。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明：

参阅图1，本发明单电感双输出转换器的较佳实施例，可于一个升压模 式及一个降升压模式间切换，且包含一个输出电路2，及一个开关控制电路 3。

该输出电路2包括一个输出一个第一输出电压V_SP的第一输出端21、一 个输出一个第二输出电压V_SN的第二输出端22、一个电连接该第一输出端21 及该第二输出端22的电感23、一个电连接该第一输出端21的第一开关24、 一个电连接该第二输出端22并接收一个输入电压V_IN的第二开关25、一个第 一二极管D1、一个第二二极管D2、一个第一输出电容C1，及一个第二输 出电容C2，该第一开关24受一个第一控制信号控制于导通与不导通之间切 换，及第二开关25受一个第二控制信号控制于导通与不导通之间切换。

该第一二极管D1具有一个电连接于该第一开关24的阳极及一个电连接 于该第一输出端21的阴极。

该第二二极管D2具有一个电连接于该第二输出端22的阳极及一个电连 接于该第二开关25的阴极。

第一输出电容C1电连接于该第一输出端21与地间。

第二输出电容C2电连接于该第二输出端22与地间。

该开关控制电路3，包括一个信号产生器31，及一个处理器32。

该信号产生器31受控制以分别产生该第一控制信号及该第二控制信号。

该处理器32电连接于该信号产生器31及该输出电路2，且预存一个输 出电流值、一个电感值，及一个导通时间上限值，该输出电流值包含一个升 压模式的最大输出电流值I_BST及一个降升压模式的最大输出电流值I_BB。

由于一般在薄膜电晶体液晶显示器和软性印刷电路板（flexible printed  circuit board，简称“FPC”）间的传导界面上具有大电阻，不适合使用电流 控制模式，所以本实施例要运作在非连续导通模式 （discontinuous-conduction-mode，简称“DCM”）下以避免互稳压（cross  regulation），而为了下降输出涟波，该升压模式及该降升压模式必须交错运 作，即一旦该升压模式结束能量的储存和释放后，该电感23便要立即交给 该降升压模式使用，以重新补足输出电容的电荷。

定义T_BST为一个升压模式的周期时间，T_BB为一个降升压模式的周期时 间，由于要使用在非连续导通模式，可推导出方程式（1）、（2）：

T_BSTT_{ON_BST}+T_{OFF_BST}+T_{IDL_BST}    （1）

T_BB＝T_{ON_BB}+T_{OFF_BB}+T_{IDL_BB}     （2）

其中，T_{ON_BST}为一个升压模式的导通时间（即开关导通时间），L_{ON_BB}为 一个降升压模式的导通时间（即开关导通时间）)，T_{OFF_BST}为一个升压模式的 非导通时间（即二极管导通时间），T_{OFF_BB}为一个降升压模式的非导通时间 （即二极管导通时间），T_{IDL_BST}是该升压模式的周期时间内该电感23电流为 零的持续时间，T_{IDL_BB}是该降升压模式的周期时间内该电感23电流为零的持 续时间，方程式（1）、（2）中该电感23的电流及时间波形如图2所示。

为了达到该电感23的电压-秒平衡，必须遵守方程式（3）、（4）：

T_{OFF_BST}＝T_{ON_BST}·V_IN/(V_SP-V_IN)    （3）

T_{OFF_BB}＝T_{ON_BB}·V_IN/V_SN       （4）

其中，V_IN为该输入电压，通常直接由电池（如锂电池）供应，V_SP为该 第一输出电压（该升压模式的正输出电压），V_SN为该第二输出电压（该降升 压模式的负输出电压）。

为了符合在该升压模式的非导通时间T_{OFF_BST}和该降升压模式的非导通时 间T_{OFF_BB}的输出电容电荷平衡，可推导出在不同负载电流I_BST下的一个升压模 式频率f_BST和一个降升压模式频率f_BB为：

$f_{\mathrm{BST}}=\frac{1}{T_{\mathrm{BST}}}=\frac{{2I}_{\mathrm{BST}}L·(V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}})}{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2}---\left(5\right)$

$f_{\mathrm{BB}}=\frac{1}{T_{\mathrm{BB}}}=\frac{{2I}_{\mathrm{BB}}L·V_{\mathrm{SN}}}{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2}---\left(6\right)$

其中，L为电路中的电感值，在保持方程式（3）到（6）的稳定情况下， 可选择要控制导通时间或是搭配操作频率以符合输入电压V_IN、第一输出电压 V_SP、第二输出电压V_SN，及电感值L，此处使用恒定导通时间跳脉冲控制 （constant on-time pulse-skip control）技术作为说明，这是脉冲频率调制 （pulse-frequency-modulation，简称“PFM”）技术的一种，会根据输出电 压的涟波跳过脉冲，这种技术十分稳定，也便于利用数位控制实施。

该单电感双输出转换器执行一种单电感双输出控制方法，如图3所示， 该单电感双输出控制方法包含下列步骤：

步骤81：利用该处理器32检测该输入电压V_IN、该第一输出电压V_SP、该 第二输出电压V_SN，来得到该相关于该输入电压V_IN的输入电压值、该相关于 该第一输出电压V_SP的第一输出电压值、该相关于该第二输出电压V_SN的第二 输出电压值。

步骤82：利用该处理器32根据该输入电压值、该第一输出电压值、该 第二输出电压值进行运算以得到一个导通时间比，该导通时间比是相关于该 升压模式的导通时间T_{ON_BST}与该降升压模式的导通时间T_{ON_BB}。

其中，该导通时间比的方程式如方程式（7）所示：

$\frac{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}}{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}}=\sqrt{\frac{V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}}}{\left|V_{\mathrm{SN}}\right|}}---\left(7\right)$

一般在相同的电压和负载下，由于该降升压模式的效率比该升压模式 低，因此需使用可调整的周期时间以补偿这两种模式间的差异。

步骤83：利用该处理器32根据该输入电压值、该第一输出电压值进行 运算以得到一个周期时间比例，该周期时间比例是相关于该升压模式的周期 时间T_BST与该降升压模式的周期时间T_BB，该周期时间比例的方程式如方程式 （8）所示，其中，设定周期时间内该电感23的电流不为零（即T_{IDL_BST}=0， T_{IDL_BB}=0）。

$\frac{T_{\mathrm{BST}}}{T_{\mathrm{BB}}}=\frac{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BST}}}{T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BB}}}=\frac{V_{\mathrm{SP}}^{3/2}}{(V_{\mathrm{SP}}+V_{\mathrm{IN}})\sqrt{V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}}}}---\left(8\right)$

且一个升压周期时间比为：

本实施例中，为了达到最大的电感利用率，将转换器运作在边界模式 （boundary mode）以得到最佳的输出能力（output capability），其中，由 于根号和幂次方在电路中不好运算，可使用搜寻表（lookup table）来涵盖该 输入电压值和该第一输出电压值的情形。

步骤84：利用该处理器32根据该输出电流值、该电感值L、该输入电 压值、该第一输出电压值、该第二输出电压值进行运算以得到一个导通时间 加总值及一个对应该导通时间加总值的操作频率值f_SIDO，该导通时间加总值 实质上等同于该升压模式的导通时间T_{ON_BST}与该降升压模式的导通时间 T_{ON_BB}的和。

步骤84并包括以下子步骤，如图4所示：

子步骤841：利用该处理器32根据该升压模式的最大输出电流值I_BST、 该电感值L、该输入电压值、该第一输出电压值、该升压周期时间比A进行 运算以得到一个操作频率值f_SIDO追随导通时间变化的升压模式下限方程式， 如方程式（9）所示。

$f_{\mathrm{SIDO}}\ge f_{\mathrm{BST}}=\frac{{2I}_{\mathrm{BST}}L·(V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}})}{A·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2}---\left(9\right)$

子步骤842：利用该处理器32根据该降升压模式的最大输出电流值I_BB、 该电感值L、该输入电压值、该第二输出电压值、该升压周期时间比A进行 运算以得到一个操作频率值f_SIDO追随导通时间变化的降升压模式下限方程 式，如方程式（10）所示。

$f_{\mathrm{SIDO}}\ge f_{\mathrm{BB}}=\frac{{2I}_{\mathrm{BB}}L·\left|V_{\mathrm{SN}}\right|}{(1-A)·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}^2{V}_{\mathrm{IN}}^2}---\left(10\right)$

如方程式（9）、（10）所示，由于使用了跳脉冲控制技术，操作频率 必须大于等于调节频率（regulation frequency），而当负载为最大值时，方 程式（9）、（10）是能保证输出稳压（output regulation）的最低边界操作 频率，若使用比方程式（9）、（10）低的操作频率会使输出电压低于该第 一输出电压V_SP和该第二输出电压V_SN。

另一方面，持续增加操作频率会触碰到周期时间的限制，当该升压模式 的周期时间T_BST和该降升压模式的周期时间T_BB下降，会使导通时间和非导通 时间合起来不到一个周期，如此会违反非连续导通模式条件，导致该升压模 式及该降升压模式之间产生互稳压。

子步骤843：利用该处理器32根据该输入电压值、该第一输出电压值、 该升压周期时间比A进行运算以得到一个操作频率值f_SIDO追随导通时间变化 的升压模式上限方程式，如方程式（11）所示。

$f_{\mathrm{SIDO}}\le \frac{1}{A·(T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BST}})}=\frac{V_{\mathrm{SP}}-V_{\mathrm{IN}}}{A·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BST}}{V}_{\mathrm{SP}}}---\left(11\right)$

子步骤844：利用该处理器32根据该输入电压值、该第二输出电压值、 该升压周期时间比A进行运算以得到一个操作频率值f_SIDO追随导通时间变化 的降升压模式上限方程式，如方程式（12）所示。

$f_{\mathrm{SIDO}}\le \frac{1}{(1-A)·(T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}+T_{\mathrm{OFF}\_\mathrm{BB}})}=\frac{\left|V_{\mathrm{SN}}\right|}{(1-A)·T_{\mathrm{ON}\_\mathrm{BB}}·\left(\right|V_{\mathrm{SN}}|+V_{\mathrm{IN}})}---\left(12\right)$

子步骤845：利用该处理器32根据该升压模式下限方程式、降升压模 式下限方程式、该升压模式上限方程式、该降升压模式上限方程式，及该导 通时间上限值所界定范围中的多个数值组合，使用一个转换功率演算法计算 转换功率，并进行比较以选取一个具有最大转换功率的数值组合作为该导通 时间加总值及该操作频率值f_SIDO，其中，该导通时间上限值相关于该电感23 的电流饱和限制。

一般若持续增加导通时间，会使该电感23的电流饱和，例如4.7uH的 多层电感饱和电流约为1.1A，因此饱和电流会限制最大导通时间，图5显示 操作频率的范围被限制在方程式（9）（曲线91）、方程式（10）（曲线92）、 方程式（11）（曲线93）、方程式（12）（曲线94），及电感饱和电流限 制（垂直线95）之间。

本实施例中，由单一固定值的输入电压V_IN、第一输出电压V_SP、第二输 出电压V_SN和负载条件下得出操作频率的上下限，再使用固定点求根法（Fixed  point root-finding）作为转换功率演算法，以在方程式所界定范围中，求出具 有最大转换功率的数值组合，但不限于此。

步骤85：利用该处理器32根据该导通时间加总值与该导通时间比进行 运算以得到一个升压模式的导通时间值与一个降升压模式的导通时间值。

步骤86：利用该处理器32根据该操作频率值f_SIDO、该升压模式的导通 时间值及该降升压模式的导通时间值，控制该第一控制信号的频率、责任导 通比分别相关于该操作频率值f_SIDO、该升压模式的导通时间值，及控制该第 二控制信号的频率、责任导通比分别相关于该操作频率值f_SIDO、该降升压模 式的导通时间值。

其中，当操作于该升压模式时，将该第二控制信号设定成一个去能信号 使该第二开关25不导通；当操作于该降升压模式时，将该第一控制信号设 定成一个去能信号使该第一开关24不导通。

步骤87：当该输入电压V_IN、该第一输出电压V_SP及该第二输出电压V_SN中 任一项以上设定变动时，重复步骤81到步骤86。

如图6所示，为上述实施例的另一个变形，由于操作原理相近，所以不 重述。

测量结果

本实施例中，单电感双输出控制器使用0.11um CMOS制程及 1.6V+6V+32V元件制作薄膜电晶体液晶显示器的驱动器芯片，芯片上并包括 了图1中的该开关控制电路3。

图7中显示了电感电流和该第一输出电压V_SP及该第二输出电压V_SN的电 压涟波，其中，该输入电压V_IN=2.8V，该第一输出电压V_SP（图中标示为BST） =+5.3V，该第二输出电压V_SN（图中标示为BB）=-5.3V，均符合输出位准的 要求，图7中较小的尖峰（第1及第3个尖峰）是该升压模式的电感电流， 而较大的尖峰（第2个尖峰）则为该降升压模式的电感电流，在相同的负载 电流下（本实施例中为15mA），该降升压模式需要较多的导通时间以补偿 效率较低的问题。

参阅图1及图8，图8中显示了该电感23分别与该第一开关24及该第 二开关25连接之切换点（switching nodes）的波形，可由标示为BST与 BB的电压波形上清楚看到非连续导通模式运作。

经由以上的说明，可将本实施例的优点归纳如下：

一、相较于一般以检测电流或电压来控制单电感双输出的架构，本实施 例实现了利用数位运算控制，并将该开关控制电路3整合在芯片上，可在有 限的空间中实现最佳的转换效率，并运算出在最佳化转换效率下的操作频率 及导通时间。

二、由于该开关控制电路3整合于芯片上，大幅减少了不必要的介面延 迟，所以可以通过即时运算而达到即时的操作频率优化，具有更佳的运作范 围以及转换效率。

三、通过将转换器运作在边界模式，可得到最佳的输出能力，及最大的 电感利用率，且可基于边界模式条件（boundary mode condition）选择周期 时间比率，而降低计算复杂度。

综上所述，本实施例不但可利用数位运算控制以找出最佳化操作频率及 导通时间，也具有更佳的运作范围以及转换效率，所以确实能达成本发明之 目的。