具有双斜率的放大器自动增益控制电子电路

摘要

针对输入放大器的快速自动增益控制布置电子电路。该电子电路包括用于比较参考信号（VR）与在输入放大器的输出处的幅度信号（VP）的非线性放大器-比较器。放大器-比较器根据在两个输入信号之间限定的偏差阈值执行输入放大器增益的双斜率调节。放大器-比较器包括两个支路，每个支路具有在电压源端子之间串联连接的三个晶体管。第一和第二极化晶体管（M5，M6）连接到由第一和第二输入信号控制的第一和第二输入晶体管（M1，M2），该第一和第二输入晶体管分别连接到第一二极管连接晶体管（M3）和电流镜的第二晶体管（M4）。非线性跨导元件（RNL）连接输入晶体管的源极以限定非线性放大器-比较器的双斜率增益调节。

说明书

技术领域

本发明涉及一种放大器的自动增益控制电子电路，在自动增益控制回 路中调节电子电路的输入放大器的增益，特别采用双斜率调节以增加增益 调节速度并且保持电子电路的稳定性。

背景技术

以常规的方式，特别是对于数据或控制信号的接收，这种类型的电子 电路1可包括在图1中所示的用于输入放大器2的自动增益控制的电子器 件。该输入放大器2直接或经由整形阶段连接到接收数据或控制信号的天 线（未示出）。输入放大器2在自动增益控制回路中采用基于由天线拾取 的信号或多个信号的调节增益放大输入信号V_IN。取决于进入信号载波频 率的交流信号的输出信号V_OUT被提供给常规峰值检测器3。峰值检测器3 输出整流信号V_P，该整流信号可以是连续的并且代表由输入放大器2放大 的输入信号V_IN的幅值。该整流信号V_P可存储在峰值检测器3的电容器 C_P中。

电子电路1还包括放大器-比较器4，其确定在代表由输入放大器2放 大的信号V_OUT幅值的整流信号V_P与参考信号V_R之间的误差。整流信号 与参考信号通常是提供给放大器-比较器4的输入的整流电压V_P与参考电 压V_R。整流电压V_P提供到放大器-比较器4的反相输入，而参考电压V_R提供到放大器-比较器4的正相输入。根据在两个被比较的电压之间所确定 的误差，调节信号以调节电流或电压V_AGC的形式被放大器-比较器4传送 到输入放大器以调节所述输入放大器2的增益。如果放大器-比较器的输出 信号以电流的形式，则积分电容器C_INT还布置在放大器-比较器4的输出 处。该放大器-比较器4可以被定义为跨导单元或OTA可操作跨导放大器。 输入放大器2的增益被调节到稳定的操作值，直至在整流电压V_P与参考电 压V_R之间的差异变得接近于零。

尽管在图1中未示出，但是电子电路的输入放大器2的输出可以连接 到混合器单元。混合器单元可以转换由天线拾取并由输入放大器借助来自 本地振荡器的至少一个振荡信号所放大的信号的频率。因此，中间信号或 由混合器单元输出的信号可在解调制器中的数据或控制信号的解调制操作 之前转换到低频甚至被直接转换入基带中。为了能够正确的解调制数据， 由输入放大器放大的信号幅值必须在自动增益控制回路中调节。

如果在期望的进入信号幅值与参考信号幅值之间存在明显差异，则为 了执行所有数据解调制操作，需要输入放大器增益的快速调节。因此自动 增益控制回路的设定时间必须被降低到快速达到电子电路的稳定工作点。

关于这点可以引用美国专利申请No.2009/0117868A1，其公开了用于 采用增益调节的快速设定的无线电接收器的自动增益控制的电子电路。电 子电路包括其增益可调节的输入放大器。该输入放大器接收由天线拾取并 由整形阶段过滤和整形的信号。放大器的输出信号连接到解调制器以确定 由天线拾取的信号的数据。可以是输出电压的解调制器输出的信号与第一 比较器的第一参考电平和第二比较器的第二参考电平相比较。第二参考电 平被定义为大于第一参考电平。每个比较器的输出连接到输入放大器的增 益控制端子。

第一比较器输送第一比较电流，该第一比较电流比第二比较器的第二 比较电流小。如果解调制器的输出电压在第一阈值电平与第二阈值电平之 间，则执行低放大器增益设定。然而，如果解调制器的输出电压高于第二 阈值电平，则两个比较器的两个电流相加到一起以执行输入放大器的快速 增益设定。因此，在自动增益控制回路中执行双斜率调节。然而，这种类 型的电子电路的设计对减少自动增益控制回路的设定时间来说相对复杂， 这是一个缺点。此外，当解调制器的输出电压低于第一阈值电平时，不能 轻易考虑快速增益调节，这是另一个缺点。

同样也可以引用美国专利申请No.2004/0009758A1，其公开了用于窄 带系统的快速反应自动增益控制电子电路。该电子电路特别包括输入放大 器，该输入放大器的增益可以在自动增益控制回路中调节。输入放大器放 大来自由天线拾取的信号的输入信号以向混合器传送放大的信号用于低频 转换。混合器输出由同相基带信号I和正交基带信号Q形成的基带信号。 AGC回路检测器设定同相与正交信号的平方和的电平以将输出信号传输 到积分电容器。该积分电容器经由驱动设备连接到输入放大器的增益控制 端子。

当AGC控制回路处于关闭状态时，如果检测到的电平比所需的进入 信号电平高，则出现抛物线调节以调节输入放大器的增益，这减少自动增 益控制回路的设定时间。然而，为了在自动增益控制回路中执行此调节， 必须使用许多相对复杂的电子器件，这是一个缺点。另外，这不利于电子 电路的电子检测，这是另一个缺点。

发明内容

因此，本发明的目的是通过提供至少一个输入放大器的自动增益控制 电子电路来克服前述现有技术的缺点，该输入放大器是紧凑、易于实施并 且可以经由双斜率调节迅速地调节放大器增益。

因此，本发明涉及至少一个输入放大器的自动增益控制电子电路，该 电子电路包括独立权利要求1罗列的特征。

在从属权利要求2至11中限定至少一个输入放大器的自动增益控制电 子电路的特定实施方式。

至少一个输入放大器的自动增益控制的电子电路的优点在于如下事 实：该电路非常紧凑并且提供输入放大器增益的双斜率模拟调节，这给出 非常快速的设定时间。在输入信号电平的任何过渡期间，存在自动增益控 制回路的增益的动态、模拟的增加以加速适应上升时间（attack time）。 然而，回路增益朝向电子电路的稳定操作增益减少。

为了在回路中执行该双斜率调节，在非线性放大器-比较器中使用至少 一个非线性模拟的跨导元件。当非线性放大器-比较器的输入信号的偏差低 于确定阈值时，该非线性跨导元件具有低跨导值。然而，当非线性放大器- 比较器的输入信号偏差大于限定快速稳定的双斜坡调节的确定的阈值时， 该非线性跨导元件具有高跨导值。

有利地，使用输入放大器的双斜坡调节的非线性放大器-比较器减少在 自动增益控制回路中的快速增益设定的上升时间。其结果是，即使要在电 子电路中处理的进入信号的数据速率为低，也可以在集成电路制造方法结 束时实施这种类型的电子电路的快速电子测试。

附图说明

基于通过附图示出的非限制实施方式，至少一个输入放大器的自动控 制增益控制的电子电路的目的、优点和特征将在下列描述中更加清晰地显 现，在附图中：

上面引用的图1示出了放大器的自动增益控制电子电路的电子部件的 简化视图。

图2示出了根据本发明的输入放大器的自动增益控制电子电路的误差 信号的非线性放大器-比较器的简化视图。

图3示出了根据本发明的输入放大器的自动增益控制电子电路的误差 信号的非线性放大器-比较器的第一具体实施方式。

图4示出了根据本发明的输入放大器的自动增益控制电子电路的误差 信号的非线性放大器-比较器的第二具体实施方式。

图5示出了根据本发明的输入放大器的自动增益控制电子电路的误差 信号的非线性放大器-比较器的第三具体实施方式。

图6示出了基于根据本发明的输入放大器的自动增益控制电子电路的 误差信号的非线性放大器-比较器的误差信号的输入放大器的增益调节图。

具体实施方式

在下面的说明中，该技术领域的本领域技术人员所熟知的输入放大器 的自动增益控制电子电路的所有的电子器件将仅以简化的方式描述。电子 电路可以包括参考前述图1描述的与那些电子部件类似的部件，但具有能 够作为误差信号的函数的输入放大器2的双斜率模拟增益调节的非线性放 大器-比较器4。此LNA或VGA输入放大器能够放大由天线拾取的FSK、 PSK无线电频率信号或其他类型的窄带信号。这也可以是在放大频率转换 的中间信号的信号混合器之后布置的输入放大器。

因此，图2中非常普遍地示出输入放大器的双斜率自动增益控制的电 子电路的非线性放大器-比较器。该非线性放大器-比较器由两个具有在电 压源（未示出）的正相端子V_DD与负相端子V_SS之间的晶体管串联布置的 支路组成。电子电路的供电电压可优选地设定在1.2V和3.6V之间，并自 然地取决于所使用的半导体技术，该技术例如可以是双极性技术或者 CMOS技术。取决于所使用的技术，供电电压可具有大约0.8V的值。

在第一支路中，非线性放大器-比较器包括具有第一类型导电性的第一 输入晶体管M1。该第一输入晶体管M1的栅极或基极定义用于接收第一 正相输入信号V_R的正相输入，V_R是指定的参考电压。此参考电压V_R可 以根据输入放大器的预期输出信号幅度来编程。

第一输入晶体管M1的源极或发射极连接到具有第一类型导电性的第 一极化晶体管M5的漏极或集电极，而第一输入晶体管M1的漏极或集电 极连接到电流镜的具有第二类型导电性的第一二极管连接晶体管M3。第 一极化晶体管M5的源极或发射极直接连接到电压源的第一端子，而电流 镜的第一晶体管M3的源极或发射极连接到电压源的第二端子。第一极化 晶体管M5的栅极或基极由极化电压V_B控制，使得所述第一极化晶体管 M5在第一支路中用作第一电流源。

在第二支路中，非线性放大器-比较器包括具有第一类型导电性的第二 输入晶体管M2。该第二输入晶体管M2的栅极或基极定义负相输入，该 负相输入用于接收取决于电子电路的输入放大器的输出电压电平的第二负 相输入信号V_P。该电压电平可以由峰值检测器输出，该峰值检测器检测输 入放大器的交流输出信号的最大电压。该最大电压为峰值电压。电压电平 可以存储在峰值检测器的电容器中。

第二输入晶体管M2的源极或发射极连接到具有第一类型导电性的第 二极化晶体管M6的漏极或集电极，而第二输入晶体管M2的漏极或集电 极连接到具有电流镜的第二类型导电性的第二晶体管M4的漏极或集电 极。第二极化晶体管M6的源极或发射极直接连接到电压源的第一端子， 而电流镜的第二晶体管M4的源极或发射极连接到电压源的第二端子。第 二输入晶体管M2的漏极或集电极到电流镜的第二晶体管M4的漏极或集 电极的连接限定非线性放大器-比较器的输出。一般来说，输出信号可以是 双斜率的增益调节电流I_OUT或输入放大器的电压。

电流镜的第二晶体管M4的栅极或基极连接到电流镜的第一二极管连 接晶体管M3的栅极或基极，使得在第二晶体管M4中生成流入第一晶体 管M3的电流的镜像。优选地，电流镜的第一和第二晶体管M3和M4具 有相同的大小，使得第一晶体管M3的电流与处于通常稳定运行中的第二 晶体管M4中镜像的电流相同。

第二极化晶体管M6的栅极或基极直接连接到第一极化晶体管M5的 栅极或基极以由极化电压V_B控制。定义该极化电压V_B使得第二极化晶体 管M6用作在第二支路中的第二电流源。优选地，极化晶体管M5和M6 具有相等的大小使得第一电流源的电流与第二电流源的电流相等。

为了非线性放大器-比较器输出用于输入放大器增益的双斜率模拟和 动态调节的输入信号，还包括至少一个具有非线性跨导R_NL的阻抗元件。 该非线性的跨导单元或元件连接非线性放大器-比较器的两个支路。一般来 说，这种非线性跨导元件的R_NL将第一输入晶体管M1的源极或发射极连 接到第二输入晶体管M2的源极或发射极。还应当注意，限定这种非线性 跨导元件为包含一个或多个可与一个或多个电阻器组合的晶体管。

对于在正相输入电压V_R与负相输入电压V_P之间的微小电压偏差，该 元件具有低跨导，这意味着高电阻值以便于仅对与两个支路连接的非常低 的影响。因此，输出电流I_OUT仅在一个缓坡上变化。然而，对于超出限定 阈值的明显的电压偏差，元件的跨导变得相当高，这意味着具有支路中的 一个的电流的一部分的低电阻率值经过非线性跨导元件。在这种情况下， 输出电流I_OUT在陡峭的斜坡上变化以便定义双斜率调节。例如，如果负相 输入电压V_P与指定参考电压V_R的差异超过5%或10%，则超出限定阈值 并且为输入放大器增益的快速调节的非线性跨导元件设定高跨导。

图6示出了关于误差信号调节的输入放大器增益的图，该误差信号对 应于在负相输入电压V_P和指定参考电压V_R之间的偏差。在负相输入电压 V_P和指定参考电压V_R之间的低绝对偏差值ΔV的区域内，AGC回路的增 益缓慢减少或增加到在期望值G_M0附近的稳定运行。然而，在超过限定阈 值时，在输入放大器上强加非常高或非常低的增益用于调节到期望输入放 大器增益的增益的快速返回。

如图2中所示，第一和第二输入晶体管M1和M2可优选为NMOS晶 体管，正如连接到电压源的的负相端子V_SS的第一和第二极化晶体管M5 和M6一样。然而，电流镜的第一和第二晶体管M3和M4可以是连接到 电压源的正相端子V_DD的PMOS晶体管。为了非线性放大器-比较器的正 确运行，非线性放大器-比较器的每个输入信号V_P和V_R可以是位于其所控 制的NMOS晶体管的阈值电压与的电压源的高电势V_DD之间的电平。

应该指出的是，替代图2所示出的布置，可以设想在反向配置中使用 晶体管M1、M2、M5和M6的PMOS晶体管和晶体管M3和M4的NMOS 晶体管。因此晶体管M5和M6连接到正相端子V_DD，而晶体管M3和M4 连接到负相端子V_SS。同样地，可以设想采用双极性晶体管的设计，通过 采用PNP晶体管代替所有PMOS管并且采用NPN晶体管代替所有NMOS 晶体管。也可以为非线性放大器-比较器设想双极性晶体管和MOS晶体管 的组合，例如通过对晶体管M1和M2采用NPN或PNP晶体管并且通过 对其他晶体管M3至M6采用MOS晶体管。

在图3中示出非线性放大器-比较器的非线性跨导元件的第一实施方 式。应当指出的是，图3中的那些元件与在上文描述的具有相同参考标记 的图2的那些元件相同。因此，为了简化起见，所有这些元件的描述将不 再重复。

该非线性跨导元件由具有在第一输入晶体管M1的源极或发射极与第 二输入晶体管M2的源极或发射极之间串联连接的第一类型导电性的M7， M8，M9，M10的两对晶体管组成。第一对晶体管的两个晶体管M7和 M8的源极或发射极连接到第一输入晶体管M1的源极或发射极。第一对 晶体管的两个晶体管M7和M8的漏极或集电极连接到第二对晶体管的晶 体管M9或M10的源极或发射极。第二对晶体管的两个晶体管M9与M10 的漏极或集电极连接到第二输入晶体管M2的源极或发射极。

第一对晶体管的第一晶体管M7的栅极或基极与第二对晶体管的第一 晶体管M9的栅极或基极连接到第一输入晶体管M1的栅极或基极。第一 对晶体管的第二晶体管M8的栅极或基极与第二对晶体管的第二晶体管 M10的栅极或基极连接到第二输入晶体管M2的栅极或基极。

优选地如图3所示，非线性跨导元件的第一对和第二对晶体管是 NMOS晶体管。晶体管对的这些NMOS晶体管M7至M10连接到NMOS 输入晶体管M1和M2。当然，如参考图2所说明的，非线性放大器-比较 器的晶体管可以具有与图3中所示的那些晶体管不同的类型。可以设想形 成具有PMOS晶体管、甚至具有PNP或NPN双极性晶体管的两对晶体管。 如上面所说明的，当在负相整流电压V_P与参考电压V_R之间的偏差为低、 低于限定的阈值时，晶体管对的电阻率很高。然而，当在负相整流电压V_P和参考电压V_R之间的偏差超过限定阈值时，这些晶体管对的电阻率变低。

图3所示的实施方式基于熟知的源极负反馈架构。可以选择NMOS 晶体管M7至M10的尺寸使得显示的电阻率远高于输入晶体管M1和M2 的跨导。作为此属性的结果，传输特性与图6中所示的非线性自动增益控 制回路所需的传输特性类似。为了能够调节跨导，可以增加晶体管对的晶 体管个数或增加其长度。取决于所使用的技术，必须考虑线性性能的改善， 这意味着晶体管M7至M10的电阻率需要非常仔细选择并非常接近输入晶 体管M1和M2的跨导。

通过非限制示例，对于输入晶体管M1和M2的跨导Gm，非线性跨 导元件的总等效电阻率必须大于1/Gm。因此，输入晶体管M1与M2可以 采用等于0.35微米的栅极长度以及等于10微米的栅极宽度制造，同时对 于晶体管对M7至M10的每对晶体管，栅极长度可以等于0.35微米并且 栅极宽度可等于1微米。

图4所示的是非线性放大器-比较器的非线性跨导元件的第二实施方 式。应当指出的是，在图4所示的那些元件与在图2和图3中具有相同参 考标记的那些元件相同。因此为简化起见，所有这些元件的描述将不再重 复。

非线性跨导元件由具有第二类型导电性的两个二极管连接晶体管M17 和M18以及所有并联连接并连接到输入晶体管M1和M2的源极或发射极 的电阻器R_SS组成。第一二极管连接晶体管M17的源极或发射极连接到第 二输入晶体管M2的源极或发射极，而第一二极管连接晶体管M17的栅极 或基极以及漏极或集电极连接至第一输入晶体管M1的源极或发射极。第 二二极管连接晶体管M18的源极或发射极连接到第一输入晶体管M1的源 极或发射极，而第二二极管连接晶体管M18的栅极或基极和漏极或集电极 连接到第二输入晶体管M2的源极或发射极。第一二极管连接晶体管M17 反向连接到第二二极管连接晶体管M18。

通过非限制性示例，电阻R_SS可以具有1兆欧或10兆欧或更高的电阻 值，并且两个优选为PMOS晶体管的二极管连接晶体管M17和M18，如 图4所示，其尺寸类似图3中所示的晶体管对M7至M10的NMOS晶体 管。选择电阻器R_SS的电阻值比输入晶体管M1和M2的等效源极电阻高 得多。由于该高电阻值R_SS，可以定义在输入放大器的期望增益G_M0周围 的图6中的非线性放大器-比较器的低增益区。

当在负相输入电压V_P与正相输入电压V_R之间的差异大于确定的偏差 时（该偏差为限定误差阈值），二极管连接晶体管M17和M18将被运行 并会降低输入晶体管M1和M2的源极或发射极的等效电阻率。然而，当 负相输入电压V_P接近正相输入端的电压V_R时，二极管连接晶体管M17 和M18是不导电的，并且跨导G_M等于1/R_SS。因此，在输入电压相对相 互接近时，在保持高稳定性的同时可以达到如图6的图所需要和所示的非 线性跨导。

图5所示的是非线性放大器-比较器的非线性跨导元件的第三实施方 式。应当指出的是，在图5所示的那些元件与在图2至图4中具有相同参 考标记的那些元素相同。因此为简化起见，所有这些元件的描述将不再重 复。

非线性跨导元件由电阻器R_SS组成，该电阻器R_SS连接到输入晶体管 M1与M2的源极或发射极，连接到具有第一类型导电性的第一调节晶体 管M13和具有第一类型导电性的第二调节晶体管M14的源极或发射极。 第一晶体管M13的源极或发射极连接到第一输入晶体管M1的源极或发射 极，而第一晶体管M13的漏极或集电极连接到第二输入晶体管M2的漏极 或集电极。第二晶体管M14的源极或发射极连接到第二输入晶体管M2的 源极或发射极，而第二晶体管M14的漏极或集电极连接到第一输入晶体管 M1的漏极或集电极。

非线性跨导元件的第一晶体管M13与第二晶体管M14的栅极或基极 彼此相连，以便为非线性跨导元件接收跨导阈值调节电压V_CLIP。处于输入 放大器增益的期望值周围的缓慢调节区域内的两个输入电压之间的容许误 差可以根据在第一和第二晶体管M13与M14的栅极或基极两端施加的电 压V_CLIP的值限定。显然，该电压V_CLIP的值还取决于所使用的技术以及运 行温度。

如图5所示，非线性跨导元件的第一和第二晶体管M13和M14优选 为NMOS晶体管，正如连接到电压源的负相端子V_SS的输入晶体管M1和 M2以及极化晶体管M5和M6。然而，电流镜晶体管M3和M4是连接到 电压源正相端子V_DD的PMOS晶体管。作为图4的第二实施例，电阻器 R_SS可以采用高电阻值定义，例如1兆欧或10兆欧或更高。该电阻R_SS可 限定期望跨导为1/G_M0。当输入电压V_P与V_R间的差异相对较小时，这定 义低增益区。然而，当在输入电压之间的差异高于+V_CLIP或低于-V_CLIP时， 第一和第二晶体管M13与M14运行。在这些情况下，取决于在输入电压 之间的差异是正相或负相，电流唯一地通过第一和第二晶体管M13与M14 中的一个或另一个。跨导将因此显著增加以限定图6中所示的两个斜坡。

因此，图6示出了基于电子电路的非线性放大器-比较器的误差信号的 输入放大器的调节增益图。该增益调节图类似于非线性放大器-比较器的 NMOS或PMOS配置。自动增益调节具有至少两个斜率。

如果在输入电压之间的绝对值偏差ΔV超出在-Vg和+Vg之间的误差 区域中的限定阈值，对于到期望输入放大器增益的快速返回，由非线性放 大器-比较器向输入放大器施加非常高的增益或非常低的增益。如果非线性 放大器-比较器的负相输入电压低于的正相输入电压，则这意味着增益不 足。在这些情况下，非线性放大器-比较器强制输入放大器的更高增益。然 而，如果非线性放大器-比较器的正相输入电压低于负相输入电压，则增益 太高。在这些情况下，非线性放大器-比较器降低输入放大器的增益。

图6中示出三个增益曲线a，b，c，其取决于图5施加在第一和第二 晶体管M13和M14两端的电压V_CLIP的值。电压V_CLIP越低，在低输入电 压偏差处出现的增益调节斜率越陡峭，如曲线b所示。电压V_CLIP越高， 在高输入电压偏差处出现的调节斜率越陡峭，如曲线c所示。该电压V_CLIP可在电子电路的操作期间被改变以调节误差区域电压-Vg和+Vg或同样调 节噪音容限。

从刚刚已给出的描述，本领域技术人员在不脱离由权利要求限定的本 发明的范围的情况下，可以设计用于输入放大器的自动增益控制电子电路 的多种变化。第一参考信号也可以传送到放大器-比较器的第二输入晶体管 的栅极或基极，而取决于输入放大器的输出信号的电平的第二信号也可以 传送到第一输入晶体管。在这些条件下，如果第一信号比第二信号更高， 则它也可以将逆变器安装到放大器-比较器来输出或控制增益的增加。可以 设想连接非线性放大器-比较器的每个支路中串联的电阻器，线性化电流镜 晶体管或极化晶体管。