一种开关电源控制器的输入欠压保护电路

摘要

本发明提出一种开关电源控制器的输入欠压保护电路，包括：电流检测电路，包含控制器内置电阻R2和外置电阻R1，R2的阻值远小于R1；基准电压产生电路，包含内置电阻R3和基准电流源Iref，R3和R2是控制器内部同一类型的电阻；欠压保护信号产生电路，包含比较器comp；脉冲输出控制电路；保护点输入电压Vin(p)满足公式：当开关电源的输入电压Vin下降到低于保护点输入电压Vin(p)时，比较器comp的输出端UVP产生欠压保护信号，控制脉冲输出控制电路关断控制器GATE引脚的脉冲输出。本发明简化控制器的外围电路，损耗小，同时，输入欠压保护的精度高，受工艺偏差小。本发明还提出一种带前馈补偿的输入欠压保护电路，其前馈补偿电流Icom与输入电压成比例，精度高，受工艺偏差小。

说明书

技术领域

本发明涉及一种开关电源控制器的输入欠压保护电路，并涉及带前馈补偿的输入欠压保 护电路。

背景技术

如图1所示，是未包含前馈补偿电路（或称为过功率补偿电路）的典型开关电源转换器 的应用电路图，GATE引脚是控制器的驱动输出；CS引脚通过检测电流采样电阻RCS的电压来 决定流过功率MOS管的电流，常称为电流环路；通过设计RI引脚到“地”的电阻Ri可以设 定控制器的工作频率；UVP是输入欠压保护功能，在最小输入电压以下设计一个保护电压值， 当输入电压小于该值时控制器GATE停止输出，因为输入电压太小，在最大功率输出时变压器 容易饱和而烧坏电源。开关电源一般有最大输出功率的限制，在开关电源控制器中也常常设 计了过功率保护，当输出V_OUT所带的负载超过了最大输出功率时，电源会进入过功率保护模式， 防止长期过功率运作导致电源烧坏。然而，在输入电压变化范围比较宽时，控制器控制延时 的存在导致输入高低压的过功率限制点不一样。如图2所示，是在不同输入电压下图1中采 样电阻R_CS上的电压波形，V_H是指在高输入电压下最大峰值电流的实际值，V_L是指在低输入电 压下最大峰值电流的实际值。V_OC是控制器内部设定的过流保护的阈值电压，T_d是控制器CS端 口的电压达到V_OC时开始直到功率MOS关断为止所产生的延时时间，对于同一款控制器来说， T_d基本是常数。正是因为这个延时的存在以及R_CS上的电压斜率不一样（该斜率k=V_in/L，V_in是电源输入电压，L是变压器主边电感量），导致在相同的延迟时间内R_CS上的电压上升值不一 样。过流时R_CS上的实际电压为：

$V_{R_{\mathrm{CS}}}=V_{\mathrm{OC}}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}{T}_d{R}_{\mathrm{CS}}...\left(1\right)$

可见，输入电压越高，采样电阻R_CS上的最大峰值电压实际值越高，导致在不同输入电压 下最大输出电流不一样。高低压的过功率限制点不一致也会导致变压器的体积变大，因为若 不做补偿的话高输入电压时的过流点可能是低输入电压时的几倍，低输入电压时满足额定功 率的输出，那么在高输入电压时最大输出功率是低输入电压时的几倍，这时变压器就容易饱 和，为了保证变压器不进入饱和，变压器的体积就会做得更大。如果输入高低压时的过功率 点是一致的，那么变压器就不需要前面所说得那么大就可以使得在全电压输入范围内变压器 不进入饱和工作状态。为了保证在不同输入电压下检测电阻R_CS上的过流点一致，常采用图3 所示的前馈电路。通过接输入电压的电阻R_in引入前馈电流，它在R_LC上产生一个小的补偿电 压，由于R_CS相对于R_LC和R_in来说可以忽略不计，因此补偿电压约为：

$V_{R_{\mathrm{LC}}}=\frac{R_{\mathrm{LC}}}{R_{\mathrm{in}}}{V}_{\mathrm{in}}...\left(2\right)$

这样的话，补偿后过流时R_CS上的实际电压变为：

${V^{\prime }}_{R_{\mathrm{CS}}}=V_{\mathrm{OC}}+(\frac{R_{\mathrm{CS}}{T}_d}{L}-\frac{R_{\mathrm{LC}}}{R_{\mathrm{in}}})V_{\mathrm{in}}...\left(3\right)$

可以看出，只要调节R_LC/R_in的比例便可使得(3)式小括号的值等于零，就可以使得在不同 输入电压下过流时R_CS上的实际电压为恒定不变的值V_OC。在专利号为201310301104.1中阐述 了一种在变压器励磁时通过采样辅助绕组的负电压来实现输入高低压时过功率点补偿的方 法，使得输入高低压时过流点一致。但是在一些低输入电压大电流的DCDC的开关电源中，电 感量非常小，所需的前馈补偿电流很大，而在轻载或空载时占空比又非常小，也就是导通时 间很小，利用专利中所述的方法在很短的励磁时间内很难快速地产生较大的补偿电流，而且 较大补偿电流的开通和关断很容易干扰电流检测。

图3中的输入欠压保护是输入电压通过电阻R1和R2分压后再与控制器中的基准电压比 较，可以做到很高的精度。但是输入欠压保护与前馈补偿功能相互分离，不仅使得外围的电 阻多，而且通过电阻的损耗也大。如果为简化外围电路而将电阻R2做在控制器内部，然而半 导体工艺中的电阻精度差、温度系数大，将导致输入欠压保护的精度很差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是提供一种开关电源控制器的输入欠压保护电路，将采 样电阻R2做在控制器内部，简化外围电路，减小损耗，同时，输入欠压保护的精度高。

解决上述技术问题，本发明采取以下的技术方案：

一种开关电源控制器的输入欠压保护电路，包括：

电流检测电路，包含控制器内置电流采样电阻R2，其一端与结点A相连，另一端接地， 结点A与控制器的VIN引脚相连；设有控制器外置电阻R1，该电阻R1一端连接开关电源的 输入电压Vin，另一端连接控制器的VIN引脚，所述内置电阻R2的阻值远小于外置电阻R1；

基准电压产生电路，包含控制器内置电阻R3和基准电流源Iref，该基准电流源Iref的 输出端与内置电阻R3的一端相连，连接的结点为B，该电阻R3的另一端接地，该电阻R3和 电阻R2是控制器内部同一类型的电阻；

欠压保护信号产生电路，包含比较器comp，该比较器comp的比较输入端与电流检测电 路的结点A相连，参考输入端与基准电压产生电路的结点B相连，输出端UVP输出欠压保护 信号；

脉冲输出控制电路，其控制端连接比较器comp的输出端UVP，其输出端连接控制器的 GATE引脚；

控制器内置电阻R2与控制器外置电阻R1串联分压，分压得到的电压大小反映输入电压 的大小。由于控制器内部的电阻精度很差且温度系数很大，内置电阻R2上的电压不能精确地 反映输入电压大小，但是内置电阻R2的阻值远小于外置电阻R1的阻值，所以通过内置电阻 R2的电流约等于输入电压Vin除以外置电阻R1，电阻R2上的电压约为该电流通过电阻R2产 生的压降。本发明设计一个基准电流源Iref，其电流流过电阻R3，由于电阻R3与电阻R2是 控制器内部同一类型的电阻，所以电阻R2上的电压与电阻R3上的电压相比较就相当于流过 内置电阻R2上的电流与基准电流Iref相比较，而流过内置电阻R2上的电流约等于输入电压 Vin除以外置电阻R1，精度高、温度系数小，同时基准电流源Iref精度很高且温度系数很小， 所以，本发明能精确地采样输入电压，当输入电压到达设定的欠压保护点的电压，就会产生 输入欠压保护信号实现精确保护。

保护点输入电压Vin(p)满足公式：

$V_{\mathrm{in}\left(p\right)}\approx \frac{R3}{R2}·R1·I_{\mathrm{ref}}$

其中：电阻R2和电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，内置电阻R2的阻值远小于外 置电阻R1。

虽然电阻R2和电阻R3是控制器内置电阻，精度差、温度系数大，但是由于R2和R3是 控制器内部同一类型的电阻，通过电阻版图匹配，电阻比例R3/R2的误差可以做到小于千分 之一的精度；R1是外接的电阻，精度高、温度系数小；基准电流源Iref同样精度很高，温 度系数很小。从而，实现输入欠压保护点的高精度。并且，调节外置电阻R1的值，即可调节 保护点输入电压的值。

当开关电源的输入电压Vin下降到低于保护点输入电压Vin(p)时，结点A的电压小于结 点B的电压，比较器comp的输出端UVP产生欠压保护信号，控制脉冲输出控制电路关断控制 器GATE引脚的脉冲输出，实现精确地欠压保护。

在一种优选实施方式中，上述电流检测电路还包含电子开关和电阻R5，该电阻R5和电 阻R2串联，所述电子开关并接在电阻R5的两端，该电子开关的控制端连接欠压保护信号产 生电路中的比较器comp输出端UVP；

当开关电源的输入电压Vin在正常输入电压范围时，比较器comp输出端UVP的电平信 号控制电子开关断开，采样电阻是电阻R2与电阻R5的串联电阻，

保护点输入电压Vin(p’)满足公式：

$V_{\mathrm{in}\left(p^{\prime }\right)}\approx \frac{R3}{R2+R5}·R1·I_{\mathrm{ref}}$

其中：电阻R2、电阻R5和电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，内置电阻R2和内置 电阻R5的阻值之和远小于外置电阻R1的阻值；

当开关电源的输入电压Vin下降到低于保护点输入电压Vin(p’)时，比较器comp输出 端UVP产生欠压保护信号，控制电子开关导通，采样电阻为电阻R2，

保护点输入电压Vin(p)满足公式：

$V_{\mathrm{in}\left(p\right)}\approx \frac{R3}{R2}·R1·I_{\mathrm{ref}}$

其中：电阻R2和电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，内置电阻R2的阻值远小于外 置电阻R1；

当开关电源的输入电压Vin上升到高于保护点输入电压Vin(p)时，比较器comp输出端 UVP撤销欠压保护信号，电子开关断开，恢复正常工作状态。

在正常输入电压范围时，电子开关断开，采样电阻是R2与R5的串联电阻（R2+R5），发 生输入欠压保护之后，电子开关导通，采样电阻是R2一个电阻，所以只有当输入电压上升到 更高时，才能使得结点A处电压比结点B处大，比较器comp撤销输入欠压保护信号，恢复正 常工作状态。从而，设定了欠压保护点输入电压Vin(p’)和再次恢复正常工作保护点输入电 压Vin(p)的回差值，该回差值=Vin(p)-Vin(p’)，避免在欠压保护点附近，控制器频繁启 动，保证控制器稳定可靠。

在一种实施方式中，上述电子开关包含非门not、N沟道MOS管MN3，上述欠压保护信号 产生电路的比较器comp，其比较输入端为正输入端，参考输入端为负输入端，非门not的输 入端为电子开关的控制端，连接比较器comp输出端UVP，该非门not的输出端与MOS管MN3 的栅极相连，电阻R5的一端与MOS管MN3的漏极以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端 与结点A相连，MOS管MN3的源极和电阻R5的另一端都与地相连；

当比较器comp输出端UVP输出低电平欠压保护信号时，MOS管MN3导通，电子开关导通， 采样电阻为电阻R2，当比较器comp输出端UVP输出高电平正常工作信号时，MOS管MN3截止， 电子开关断开，采样电阻是电阻R2与电阻R5的串联电阻。

本发明一种开关电源控制器的输入欠压保护电路，还包括：

前馈补偿电流产生电路，包含电压跟随器和电流镜CM1，该电压跟随器包含运算放大器 amp1、N沟道MOS管MN1和补偿电流复制电阻R4，运算放大器amp1的正输入端与结点A相连， 负输入端与MN1的源极以及电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端接地，电流镜CM1的输入 端与MOS管MN1的漏极相连，该电流镜CM1的输出端经内置电阻R_LC连接控制器CS引脚，或 该电流镜CM1的输出端直接连接控制器CS引脚，该控制器CS引脚串接外置电阻R_LC；

电流镜CM1输出端输出的前馈补偿电流Icom满足公式：

$I_{\mathrm{com}}\approx \frac{V_{\mathrm{in}}}{R1}·\frac{\mathrm{Ra}}{R4}·n$

其中：电阻Ra是结点A和地之间的采样电阻，该电阻Ra的阻值远小于外置电阻R1，该 电阻Ra和电阻R4是控制器内部同一类型的电阻，电流镜CM1的电流比例系数为1：n。

本发明采用电阻R4产生精确的前馈补偿电流。运算放大器amp1、N沟道MOS管MN1组 成的电压跟随器将结点A和地之间的采样电阻Ra上的电压复制到电阻R4上，产生与流过Ra 的电流成比例的电流，再经过电流镜CM1成比例地放大或缩小后得到的镜像电流就作为前馈 补偿电流I_com，当控制器内部的电流检测电路只有电阻R2时，结点A和地之间的采样电阻 Ra=R2，当控制器内部的电流检测电路包含电阻R2、电阻R5和电子开关，电子开关断开时， 结点A和地之间的采样电阻Ra=R2+R5，由于Ra与R4是控制器内部同一类型的电阻，电阻比 例Ra/R4可以做得很精确，R1是外接的电阻，精度高，温度系数小，电流镜CM1比例系数n 的误差通过MOS管的匹配也可以做到小于千分之一的精度，从而，保证前馈补偿电流I_com是与 输入电压Vin成比例的精确电流。

附图说明

图1为现有具有输入欠压保护功能但没有前馈补偿的典型应用电路图；

图2为在不同输入电压下图1中采样电阻R_CS上的电压波形；

图3为常用的外置前馈补偿的典型应用电路图；

图4为本发明实施例一、实施例二的典型应用电路图；

图5为本发明实施例一电路图；

图6为本发明实施例二电路图；

图7为本发明实施例三电路图；

图8为本发明实施例三的应用电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例进行详细描述。

实施例一

如图5所示，本发明实施例一包括：

电流检测电路101，包含控制器内置电流采样电阻R2，其一端与结点A相连，另一端接 地，结点A与控制器的VIN引脚相连；设有控制器外置电阻R1，该电阻R1一端连接开关电 源的输入电压Vin，另一端连接控制器的VIN引脚，所述内置电阻R2的阻值远小于外置电阻 R1；

基准电压产生电路102，包含控制器内置电阻R3和基准电流源Iref，该基准电流源Iref 包含运算放大器amp2、N沟道MOS管MN2和电流镜CM2，运算放大器amp2的正输入端接内部 带隙基准电压Vref，负输入端与MOS管MN2的源极以及控制器RI引脚相连，该控制器的RI 引脚与地之间连接外置电阻Ri，所述运算放大器amp2的输出端与MOS管MN2的栅极相连， 电流镜CM2的输入端与MOS管MN2的漏极相连，输出端为基准电流源Iref的输出端；该基准 电流源Iref的输出端与内置电阻R3的一端相连，连接的结点为B，该电阻R3的另一端接地， 该电阻R3和电阻R2是控制器内部同一类型的电阻；

欠压保护信号产生电路104，包含比较器comp，该比较器comp的比较输入端与电流检 测电路的结点A相连，比较输入端为正输入端，参考输入端与基准电压产生电路的结点B相 连，参考输入端为负输入端，输出端UVP输出欠压保护信号；

脉冲输出控制电路105，包含振荡器OSC和与门and，所述与门and的一个输入端为脉 冲输出控制电路的控制端，连接比较器comp的输出端UVP，所述振荡器OSC的输入端口与基 准电压产生电路中电流镜CM2的第三端口相连，该振荡器OSC输出的脉冲信号输入与门and 的另一个输入端，该与门and的输出端为脉冲输出控制电路的输出端，连接控制器的GATE引 脚；当比较器comp的输出端UVP产生低电平欠压保护信号时，与门and的输出端持续输出低 电平信号，关断控制器GATE引脚的脉冲输出。

前馈补偿电流产生电路103，包含电压跟随器和电流镜CM1，该电压跟随器包含运算放 大器amp1、N沟道MOS管MN1和补偿电流复制电阻R4，运算放大器amp1的正输入端与结点A 相连，负输入端与MN1的源极以及电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端接地，电流镜CM1 的输入端与MOS管MN1的漏极相连，该电流镜CM1的输出端直接连接控制器CS引脚，如图4 所示，控制器CS引脚串接外置电阻R_LC。

图4是实施例一的典型应用图，图5中粗线虚线框内是图4中控制器的内部电路图。如 图5所示，Vin是开关电源的输入电压，内部的电阻R2与外接的电阻R1串联，那么在R2上 的电压为：

$V_{R2}=\frac{R2}{R1+R2}·V_{\mathrm{in}}...\left(4\right)$

控制器内部带隙基准电压V_ref通过由运算放大器amp2、N沟道MOS管MN2、电流镜CM2（电 流比例为k：1）组成的跨导放大器转化为基准电流，构成基准电流源Iref。

$I_{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{{\mathrm{kR}}_i}...\left(5\right)$

R_i是外接的电阻，它的精度高且温度系数小。

保护点输入电压Vin(p)为：

$V_{\mathrm{in}\left(p\right)}=\frac{R3}{R2}·\frac{R1+R2}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}...\left(6\right)$

由于电阻R2与电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，通过电阻版图匹配，电阻比例 R3/R2的误差可以做到小于千分之一的精度；同样地，电流镜CM2的比例系数k:1的误差通 过MOS管的匹配也可以做到小于千分之一；V_ref是带隙基准电压，它由硅Si的带隙电压决定， 精度高、温度系数小。所以欠压保护点输入电压Vin(p)的精度主要由比例系数（R1+R2）/R_i决定，R1和R_i都是外接的电阻，精度高、温度系数小；R2是控制器内部电阻，精度差、温度 系数大；然而内置电阻R2的阻值远小于外置电阻R1，虽然它的阻值变化大，但是变化值相 对于（R1+R2）的值来说可以忽略不计。也就是，（6）式可以简化为：

$V_{\mathrm{in}\left(p\right)}\approx \frac{R3}{R2}·\frac{R1}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}...\left(7\right)$

实现了输入欠压保护点的高精度。

当开关电源的输入电压Vin下降到低于保护点输入电压Vin(p)时，结点A的电压小于结 点B的电压，比较器comp输出端UVP的电平信号从高电平转变为低电平，即产生低电平欠压 保护信号，表示输入电压过低，该低电平欠压保护信号控制脉冲输出控制电路关断控制器GATE 引脚的脉冲输出，实现精确地欠压保护。

运算放大器amp1、N沟道MOS管MN1组成的电压跟随器将结点A和地之间的采样电阻R2 上的电压复制到电阻R4上，产生与流过电阻R2的电流成比例的电流，再经过电流镜CM1成 比例地放大或缩小后作为前馈补偿电流I_com。

$I_{\mathrm{com}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{R1+R2}·\frac{R2}{R4}·n...\left(8\right)$

其中电流镜CM1的电流比例系数为1：n，电阻R2与电阻R4是控制器内部同一类型的电 阻，比例可以做得很精确。因为内置电阻R2的阻值远小于外置电阻R1，(8)式可以简化为：

$I_{\mathrm{com}}\approx \frac{V_{\mathrm{in}}}{R1}·\frac{R2}{R4}·n...\left(9\right)$

从上式可以看出，I_com是与输入电压成比例的精确电流，也正是我们所需要的前馈补偿电 流。

实施例一的电阻R2是为了感应流过外接电阻R1上的电流，只要R2的阻值相对于R1可 以忽略，那么流过的电流主要由R1决定。而为了精确的复制或电流比较，是通过同类型的电 阻R4、R3与之匹配来实现的。基准电压产生电路102实为可变基准电压产生电路，是因为首 先可以通过改变外接的电阻R_i来改变产生的基准电流I_ref，从而改变结点B处的压降，其次 R3的阻值精度不高，从而导致结点B处的电压变化较大，然而R3阻值变化而引起B处电压 的变化通过R3与R2的匹配消除了。所以只要确定R_i的阻值，相当于在B处设定了一个基准 电压，R_i的阻值是由控制器的工作频率决定的，即通过设定R_i而改变I_osc的大小来控制振荡器 OSC的频率。R_i电阻值确定后根据（7）式改变R1就可以方便地设定欠压保护点的输入电压。

实施例二

如图6所示，为本发明实施例二的电路图：与实施例一相比，本实施例电流检测电路201 还包含电子开关和电阻R5，电子开关包含非门not、N沟道MOS管MN3，非门not的输入端为 电子开关的控制端，连接比较器comp输出端UVP，该非门not的输出端与MOS管MN3的栅极 相连，电阻R5的一端与MN3的漏极以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与结点A相连， MOS管MN3的源极和电阻R5的另一端都与地相连；可见，电阻R5和电阻R2串联，电子开关 相当于并接在电阻R5的两端，而电子开关的控制端连接欠压保护信号产生电路中的比较器 comp输出端UVP。

当比较器comp输出端UVP输出低电平欠压保护信号时，MOS管MN3导通，电子开关导通， 采样电阻为电阻R2，当比较器comp输出端UVP输出高电平正常工作信号时，MOS管MN3截止， 电子开关断开，采样电阻是电阻R2与电阻R5的串联电阻。

当开关电源的输入电压Vin在正常输入电压范围时，比较器comp输出端UVP的电平信 号控制电子开关断开，采样电阻是电阻R2与电阻R5的串联电阻，

保护点输入电压Vin(p’)满足公式：

$V_{\mathrm{in}\left(p^{\prime }\right)}\approx \frac{R3}{R2+R5}·\frac{R1}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}$

其中：电阻R2、电阻R5和电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，内置电阻R2和内置 电阻R5的阻值之和远小于外置电阻R1，电流镜CM2的电流比例系数为k：1；

当开关电源的输入电压Vin下降到低于保护点输入电压Vin(p’)时，比较器comp输出 端UVP产生欠压保护信号，控制电子开关导通，采样电阻为电阻R2，

保护点输入电压Vin(p)满足公式：

$V_{\mathrm{in}\left(p\right)}\approx \frac{R3}{R2}·\frac{R1}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}$

其中：电阻R2和电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，内置电阻R2的阻值远小于外 置电阻R1，电流镜CM2的电流比例系数为k：1；

当开关电源的输入电压Vin上升到高于保护点输入电压Vin(p)时，比较器comp输出端 UVP撤销欠压保护信号，电子开关断开，恢复正常工作状态。

在实际的应用中，发生输入电压保护后输入电压再次恢复到正常输入范围控制器常需要 重新恢复正常工作，欠压保护电压和再次恢复正常工作的输入电压有一个回差值。例如，当 输入电压小于10V时进入欠压保护状态，输入电压重新上升到12V时才恢复正常工作。本实 施例中改变的地方就是设定该回差电压。原理是：在正常输入电压范围时，输入欠压保护信 号UVP是无效电平，即高电平，所以MOS管MN3是关断的，这时采样电阻实际上是R2与R5 的串联电阻（R2+R5）。而发生输入欠压保护之后，UVP是有效低电平，MN3开通，这时检测电 阻就变成了R2一个电阻，所以只有当输入电压上升到更高时，使得结点A处电压比B处的大， 比较器comp才输出高电平，撤销输入欠压保护，恢复正常工作状态。

由（7）式可知，R2与R5串联作为电流采样电阻，输入欠压保护点为：

$V_{\mathrm{in}\left(p^{\prime }\right)}\approx \frac{R3}{R2+R5}·\frac{R1}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}=\frac{R3}{(1+\beta )R_2}·\frac{R1}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}...\left(10\right)$

因为电阻R2、电阻R5和电阻R3是控制器内部同一类型的电阻，它们的比例可以做得很 精确。上式中设计R5=βR2。只有R2作为采样电阻时，输入欠压保护点就是（7）式，从而 恢复的输入电压回差值是：

${\mathrm{\Delta V}}_{\mathrm{in}}=V_{\mathrm{in}\left(p\right)}-V_{\mathrm{in}\left(p^{\prime }\right)}=\frac{\beta }{1+\beta }·\frac{R3}{R2}·\frac{R1}{R_i}·\frac{V_{\mathrm{ref}}}{k}={\mathrm{\beta V}}_{\mathrm{in}\left(p^{\prime }\right)}...\left(11\right)$

可以看出，回差电压值是输入欠压保护点的β倍。例如，控制器内设计R5=0.2R2，如果 通过调节外围电阻R_i和R1使输入欠压保护点是10V，那么当输入电压再次上升到12V才恢复 正常工作；若输入欠压保护点是20V，那么当输入电压再次上升到24V才恢复正常工作。

实施例三

如图7所示，为本发明实施例三的电路图。与实施例二相比，本实施例中前馈补偿电流 产生电路303中增加电阻R_LC，电流镜CM1的输出端经内置电阻R_LC连接控制器CS引脚。

如图2所示，前馈补偿是由控制器延时T_d延时产生，高低输入电压下它所引起的R_CS端电 压差V_H-V_L相对于V_OC来说是小部分比例，经过前馈电流I_com在303中的内置电阻R_LC形成的小 电压补偿后，理想情况可使得V_H-V_L变为零。虽然控制器内部电阻精度差，不能将所有产品的 V_H-V_L变为零，但也可将它控制在接受的范围之内。将外围的R_LC电阻内置到控制器内部后，不 仅外围电路更加简单，如图8所示，而且CS引脚与R_CS直接相连，大大提高电流采样的抗干 扰能力。

实施例四

与实施例一不同的是：在前馈补偿电流产生电路中增加了前馈电阻R_LC，电流镜CM1的输 出端经内置电阻R_LC连接控制器CS引脚。其它部分的电路及连接与实施例一相同，在此不再 赘述。

上述实施例一至实施例四，欠压保护信号产生电路104的比较器comp，其比较输入端为 正输入端，参考输入端为负输入端，当然，也可对调，比较输入端为负输入端，参考输入端 为正输入端，至于和比较器comp输出端UVP连接的电路，做相应的调整即可。

本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯 用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、 替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。