基于空时编码的MIMO-SAR信号发射及接收方法

摘要

本发明提出一种基于空时编码的MIMO-SAR信号发射及接收方法，适用于双发多收SAR系统信号的发射及接收。技术方案包括下面两个过程：信号发射过程，在发射端将两个发射周期和集成至一个PRI内；信号接收过程：将接收形成的时域N维矢量信号，通过空域滤波得到时频域AIT二维矢量信号；利用发射波形构造频域Alamouti解码二维矩阵；将频域AIT二维矢量信号与所述频域Alamouti解码二维矩阵相乘，得到频域解码二维矢量信号，再通过逆傅里叶变换，得到两个发射通道分离的二维矢量信号。本方法能够实现虚像抑制，消除通道间串扰，同时适用于均匀宽幅场景分布式目标观测及弱散射背景下的稀疏强散射目标观测。

说明书

技术领域

本发明属于雷达系统设计技术领域，更具体地说，涉及一种应用于 MIMO-SAR(Multiple-Input Multiple-Output Synthetic Aperture Radar，多发多收合 成孔径雷达)的信号发射及接收方法。

背景技术

MIMO-SAR是一种综合应用发射端多通道技术和接收端DBF（Digital Beam  Forming，数字波束形成）技术的新概念SAR系统，是未来新体制星载SAR系 统的一个重要发展方向。通过对多通道发射的多波形进行合理设计，可更有效 发挥MIMO-SAR系统自由度优势，在显著提升未来SAR系统性能、灵活性及 自适应能力等方面具有很大的潜在优势。多发射波形回波的有效性分离是 MIMO-SAR系统得以实现的前提，而这一问题的解决有赖于多发射波形的正交 性设计。对典型MIMO-SAR应用而言，通常要求多个发射波形具有相同的频域 支撑区，以便通过多波形回波间的全相干处理提升系统性能。具有两个发射通 道的MIMO-SAR（又称双发多收SAR）仅增加一个发射通道，便可将系统自由 度和等效孔径扩展一倍，是MIMO-SAR极具性价比的一种形式。目前双发多收 SAR发射信号波形设计主要有以下两种方式：

第一种是采用正负调频编码方式，设计具有相反调频斜率的全带宽线性调 频信号作为两个发射通道的发射波形。本方式的优点是正交干扰不会聚焦形成 虚像而导致虚假目标误判。但本方式仅适用于对弱背景下的稀疏分布强散射目 标的观测应用（如观测大范围海域内的舰船目标等）。

第二种是引入通信领域的Alamouti空时编码方式，仍然利用全带宽线性调 频信号作为两个发射通道的发射波形，但是发射需要两个ATI（Alamouti transmit  interval，Alamouti发射周期）。这种方式在保留第一种方式的优点的基础上，增 加了观测应用范围。但代价是在慢时间上利用两个PRI（pulse repetition interval, 脉冲重复周期）实现一次发射端Alamouti空时编码的两个ATI，导致PRF（pulse  repetition frequency,脉冲重复频率）提高一倍，这通常违背了利用MIMO技术 降低PRF的初衷。

发明内容

本发明提出一种适用于双发多收SAR系统信号发射及接收的方法，本方法 能够实现虚像抑制，消除通道间串扰，对PRF选取无附加条件，同时适用于均 匀宽幅场景分布式目标观测及弱散射背景下的稀疏强散射目标观测。

本发明技术方案包括下面两个过程：

第一个过程，信号发射过程：

在每一个信号的Alamouti发射周期内，第一发射通道发射信号 s_1,e(τ₁)+s_1,o(τ₂)，第二发射通道发射信号s_2,e(τ₁)+s_2,o(τ₂)，其中

$\left(\begin{array}{c}{s}_{1,e}\left({\tau }_1\right)=\mathrm{circshift}\left\{\exp \right[\mathrm{j\pi k}{({\tau }_1+\frac{T_p}{2})}^2],{\Omega }_e,\frac{T_{\mathrm{sub}}}{2}\}\\ s_{2,e}\left({\tau }_1\right)=\mathrm{circshift}\left\{\exp \right[-\mathrm{j\pi k}{({\tau }_1+\frac{T_p}{2})}^2],{\Omega }_e,\frac{T_{\mathrm{sub}}}{2}\}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{s}_{1,o}\left({\tau }_2\right)=\exp \left\{\mathrm{j\pi k}{({\tau }_2-\frac{T_p}{2})}^2\right\}\\ s_{2,o}\left({\tau }_2\right)=-\exp \{-\mathrm{j\pi k}{({\tau }_2-\frac{T_p}{2})}^2\}\end{array}\right)$

其中τ₁和τ₂均表示发射信号的快时间，并且τ₁∈Ω_e，τ₂∈Ω_o，T_p为总的发射信号时间；按照实际需 要取值；B为双发多收SAR系统带宽，circshift{f(τ₁),Ω,T}表示对函 数f(τ₁)在其定义域Ω内完成长度为T的循环移位操作，其中T为正表示循环右 移，T为负表示循环左移。

第二个过程，信号接收过程：

设双发多收SAR系统有N个俯仰向接收通道，第一个过程发射的信号被N 个俯仰向接收通道同时接收，形成时域N维矢量信号。按照下述步骤完成信号 接收过程：将时域N维矢量信号通过短时傅里叶变换得到时频域N维矢量信号； 将上述时频域N维矢量信号通过空域滤波得到时频域AIT二维矢量信号；对时 频域AIT二维矢量信号在时频域进行逆短时傅里叶变换到时域，再接着在时域 进行傅里叶变换，得到频域AIT二维矢量信号；利用第一个过程的发射波形构 造频域Alamouti解码二维矩阵；上述频域AIT二维矢量信号与所述频域Alamouti 解码二维矩阵相乘，得到频域解码二维矢量信号；对频域解码二维矢量信号进 行逆傅里叶变换，得到两个发射通道分离的时域解码二维矢量信号。

采用本发明可取得以下有益效果：

本发明在发射端将两个发射周期Ω_e和Ω_o集成至一个PRI内，避免了传统 Alamouti空时编码成倍提高PRF要求的问题，对PRF选取无附加条件；发射时 采用子带正负调频信号的同时运用了时域循环移位处理，与接收端的俯仰DBF 空域滤波相配合，除具有不产生虚假目标的优势优外，还通过俯仰DBF空域滤 波有效分离正交干扰信号功率，同时适用于均匀宽幅场景分布式目标观测及弱 散射背景下的稀疏强散射目标观测。接收时还利用Alamouti解码提供的干扰对 消机制，消除了通道间串扰的影响。

附图说明

图1为本发明在信号发射过程中发射的信号的时频图；

图2为本发明信号接收过程的流程示意图；

图3为对图1所示的发射信号利用本发明进行处理得到的信号幅度图；

图4为进行对比实验得到的信号幅度图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明提供的基于空时编码的MIMO-SAR信号发射及接收 方法进行详细说明。

图1表示的是本发明信号发射过程中发射信号的一个实例，发射波形在时 频域显示，横坐标为时间（单位：秒），纵坐标为频率（单位：赫兹），第一发 射通道对应两个Alamouti发射周期的发射波形s_1,e(τ₁)和s_1,o(τ₂)分别用实线和两点 一划线表示，第二发射通道对应两个Alamouti发射周期的发射波形s_2,e(τ₁)和 s_2,o(τ₂)分别用虚线和一点一划线表示。该实例中T_sub取值为。从图中可以看出 在发射端将两个Alamouti发射周期Ω_e和Ω_o集成至一个PRI内。

图2为本发明信号接收过程的流程示意图。

参照图2，首先在步骤S102中，时域N维矢量信号s(τ)经过短时傅里叶变 换后得到时频域N维矢量信号S(τ,f)。短时傅里叶变换的具体计算方法参见文献 《非平稳信号分析与处理》2.2.1节，张贤达，保铮著，国防工业出版社1998年 出版第20-22页。

在步骤S103中，将上述时频域N维矢量信号S(τ,f)通过空域滤波得到时频 域AIT二维矢量信号S_e,o(τ,f)，具体步骤如下：

对时频域位置(τ,f)，首先计算两个ATI对应的俯仰角α_e(τ,f)和α_o(τ,f)：

$\left(\begin{array}{c}{\alpha }_e(\tau ,f)=\arccos \left(\frac{{4R}_{\mathrm{orbit}}^2-{4R}_E^2+{(\tau -T_p/2-T_{\mathrm{sub}}+\mathrm{mod}(f/k+T_{\mathrm{sub}}/2,T_{\mathrm{sub}}))}^2{c}^2}{{4R}_{\mathrm{orbit}}(\tau +T_p/2-T_{\mathrm{sub}}+\mathrm{mod}(f/k+T_{\mathrm{sub}}/2,T_{\mathrm{sub}}))c}\right)\\ {\alpha }_o(\tau ,f)=\arccos \left(\frac{{4R}_{\mathrm{orbit}}^2-{4R}_E^2+{(\tau -f/k-T_p/2)}^2{c}^2}{{4R}_{\mathrm{orbit}}(\tau -f/k-T_p/2)c}\right)\end{array}\right),$如果$f\in [-\frac{B}{2},0)$$\left(\begin{array}{c}{\alpha }_e(\tau ,f)=\arccos \left(\frac{{4R}_{\mathrm{orbit}}^2-{4R}_E^2+{(\tau -T_p/2-T_{\mathrm{sub}}+\mathrm{mod}(T_{\mathrm{sub}}/2-f/k,T_{\mathrm{sub}}))}^2{c}^2}{{4R}_{\mathrm{orbit}}(\tau +T_p/2-T_{\mathrm{sub}}+\mathrm{mod}(T_{\mathrm{sub}}/2-f/k,T_{\mathrm{sub}}))c}\right)\\ {\alpha }_o(\tau ,f)=\arccos \left(\frac{{4R}_{\mathrm{orbit}}^2-{4R}_E^2+{(\tau -f/k-T_p/2)}^2{c}^2}{{4R}_{\mathrm{orbit}}(\tau -f/k-T_p/2)c}\right)\end{array}\right),$如果$f\in [0,\frac{B}{2}]$

其中R_orbit是当地轨道半径，R_E是当地地球半径，c是光速。然后按下式构造

俯仰向DBF网络的加权矩阵：

W_LS(τ,f)＝A(τ,f)(A^H(τ,f)A(τ,f))^-1

其中[·]^H表示矩阵共轭转置运算，A(τ,f)按下式计算：

$A(\tau ,f)=\left(\begin{array}{cc}1,& 1,\\ e^{j2\pi \frac{d}{\lambda }\sin \left({\alpha }_e(\tau ,f){-\alpha }_c\right)},& e^{j2\pi \frac{d}{\lambda }\sin \left({\alpha }_o(\tau ,f){-\alpha }_c\right)}\\ ···& ···\\ e^{j2\pi \frac{(N-1)d}{\lambda }\sin \left({\alpha }_e(\tau ,f){-\alpha }_c\right)}& e^{j2\pi \frac{(N-1)d}{\lambda }\sin \left({\alpha }_o(\tau ,f){-\alpha }_c\right)}\end{array}\right)$

其中的d为俯仰向相邻接收通道相位中心间距，λ为波长，α_c为天线波束视 轴对应的俯仰角。对应的俯仰向DBF网络输出，即空域滤波得到的时频域AIT 二维矢量信号S_e,o(τ,f)按照下式计算：

$S_{e,o}(\tau ,f)=W_{\mathrm{LS}}^H(\tau ,f)S(\tau ,f)$

在步骤S104中，对上一步骤的输出时频域AIT二维矢量信号S_e,o(τ,f)先进 行逆短时傅里叶变换，再进行傅里叶变换，得到频域AIT二维矢量信号逆短时傅里叶的具体计算方法参见文献《非平稳信号分析与处理》2.2.1节，张 贤达，保铮著，国防工业出版社1998年出版第20-22页。

在步骤S105中，按照下式构造频域Alamouti解码二维矩阵：

$D\left(f\right)=\left(\begin{array}{cc}{S}_{1,e}^{*}\left(f\right)& S_{2,e}\left(f\right)\\ S_{2,e}^{*}\left(f\right)& {-S}_{1,e}\left(f\right)\end{array}\right)·\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& \exp \left[\mathrm{j\phi }\left(f\right)\right]\end{array}\right)$

其中S_1,e(f)与S_2,e(f)分别为s_1,e(τ₁)和s_2,e(τ₁)的傅里叶变换，φ(f)按照下式计算：

在步骤S106中，通过下式完成Alamouti解码运算得到频域解码二维矢量信 号S_D(f)：

$S_D\left(f\right)=D\left(f\right){\tilde{S}}_{e,o}\left(f\right)$

在步骤S107中，将S_D(f)进行逆傅里叶变换，得到时域解码二维矢量信号 $s_D\left(\tau \right)=\left(\begin{array}{c}{s}_{d,1}\left(\tau \right)\\ s_{d,2}\left(\tau \right)\end{array}\right),$其中s_d,1(τ)与s_d,2(τ)分别表示最终分离得到的对应第一发射通道和 第二发射通道的回波信号。

图3为对图1所示的发射信号的回波利用本发明完成接收信号过程得到的 信号幅度图。图中横坐标为时间（单位：毫秒），纵坐标为信号功率（单位：dB）。 在仿真中为了反映实际地形对俯仰DBF性能的影响，人为设定了一个Δh＝200米 的目标高度误差。图中主峰为经过接收过程处理后的信号，而主峰以外的基底 为残余正交干扰。可见，尽管由于目标高度误差而导致存在一定的残余正交干 扰，但由于本发明对正交干扰的多重抑制作用，没有强目标的虚像产生。

图4为进行对比实验得到的信号幅度图。该实验中，信号发射过程采用全 带宽线性调频信号并运用时域循环移位处理，信号接收过程采用俯仰向DBF网 络进行空域滤波，但没有Alamouti解码步骤。在存在Δh＝200米的目标高度误差 的相同的实验条件下，完成接收信号过程得到的信号幅度图如图4所示。图中 横坐标为时间（单位：毫秒），纵坐标为信号功率（单位：dB）。由自身不具备 抑制虚像生成的机制，图中除了中心处主峰代表的信号外，在±T_p2处可见残余 正交干扰聚焦后形成的虚像，这将可能导致虚假目标的误判。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定，任何在 本发明精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的 权利要求保护范围之内。