高性能监测接收机射频前端设计方法

摘要

本发明涉及一种基于高性能监测接收机射频前端设计方法，限幅放大单元为射频前端的输入端，依次连接亚倍频滤波器组单元、第一混频单元；第一混频单元的输出1端和输出2端分别连接低频段第二中频处理单元、高频段第二中频处理单元；低频段第二中频处理单元输出端、高频段第二中频处理单元的输出端分别连接第三混频单元信号输入端；20MHz-3000MHz射频信号进入到接收机射频前端，先经过限幅放大传送给亚倍频滤波器组单元，再将20～3000MHz带宽内信号分为6段，然后进行高本振混频和低本振混频，由第三混频单元输出信号10.7MHz，进入到自动增益控制单元进行幅度控制，输出为保持幅度在0dbm左右的10.7MHz中频信号，适合基带处理，具有足够的接收带宽，镜像抑制，整机增益高，噪声系数降低。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信、卫星通信领域的设备，特别涉及一种基于高性能监测接收机射频前端设计方法。更具体的来说是一种对镜像频率有着很好的抑制效果、高灵敏度、低噪声系数的高性能频谱监测接收机的射频前端的设计方法。

背景技术

 随着无线计算和移动设备的快速发展，对无线电频谱的可用带宽提出了越来越高的要求。频谱监测使通信的供应商和监管方面能够监控系统运行，解决干扰问题和执行分配规则。在频谱监测接收机的设计中，射频前端指标比较苛刻，一般需要几个GHz的接收带宽，镜像抑制，提高整机增益，降低噪声系数等问题随之而来。所以射频前端的设计研究对接收机的整机性能起到决定作用。

发明内容

本发明的目的就是为克服现有技术的不足，提供一种高性能监测接收机射频前端设计的完整方案，力求通过本方案满足监测接收机的各项性能指标的苛刻要求。保证具有足够的接收带宽，镜像抑制，提高整机增益，降低噪声系数。

力求实现以下特点：1、采用分频段混频处理的方法，对全带宽做频谱划分，对于不同的射频信号，做不同的混频处理，减小了一本振的扫频带宽，并且有效提高镜像抑制，减少信号杂散。2.对噪声系数，整机增益，接收灵敏度进行详细计算，指标优秀。

本发明是通过这样的技术方案实现的：高性能监测接收机射频前端设计方法，其特征在于，高性能监测接收机射频前端电路由限幅放大单元、亚倍频滤波器组单元、第一混频单元、第一本振单元、低频段第二中频处理单元、高频段第二中频处理单元、第二本振单元 、第三混频单元 、第三本振单元和自动增益控制单元构成； 

限幅放大单元为射频前端的输入端，后面依次连接亚倍频滤波器组单元、第一混频单元；由第一本振单元的输出端连接第一混频单元的本振信号输入端，为其提供第一本振信号；

第一混频单元的输出1端和输出2 端分别连接低频段第二中频处理单元的输入端、高频段第二中频处理单元的输入端；

低频段第二中频处理单元的输出端连接第三混频单元信号输入端；

高频段第二中频处理单元的输出端连接第三混频单元信号输入 端；

第二本振单元的输出端连接高频段第二中频处理单元本振信号输入端为其提供第二本振信号；

第三本振单元的输出端连接第三混频单元本振信号输入端；为其提供第三本振信号；

第三混频单元输出端与自动增益控制单元输入端连接；

系统各模块功能与信号的传输过程：

1)      来自天线接收到的外部空间的20MHz-3000MHz射频信号进入到接收机射频前端，先经过限幅放大单元，对小信号进行放大；

2)      经过限幅放大的射频信号传送给亚倍频滤波器组单元，亚倍频滤波器组单元将20～3000MHz带宽内的射频信号分为6段，分段处理用以减小杂散信号的产生，为后端各单元处理做分段；滤波器组包括6个滤波电路通道，按频率将射频信号分为20MHz～1100MHz、1100MHz～1600MHz、1600MHz～1800MHz、1800MHz～2100MHz、2100MHz～2500MHz、2500MHz～3000MHz六段射频信号；

3)      第一混频单元对射频信号分段混频，不同的射频信号与不同的本振信号混频，分段混频的步骤包括：

      A、当为20MHz～1100MHz段内的射频信号时，由第一本振产生1241.4MHz～2321.4MHz的本振扫频信号，以1Hz步进的所有本振频点分别对应减20MHz～1100MHz段内所有1Hz步进的射频频点，对应频点相减后得到1221.4MHz第一中频信号；这时1221.4MHz的第一中频信号频率高于20MHz～1100MHz的射频输入信号；

    B、当为1100MHz～1600MHz、1600MHz～1800MHz两段内的射频信号时，由第一本振产生1701.4MHz～2401.4MHHz的本振信号，以1Hz步进本振频点分别减1100MHz～1600MHz、1600MHz～1800MHz两段内所有1Hz步进的射频频点，对应频点相减后得到得到601.4MHz的第一中频信号； 这时第一中频信号601.4MHz低于射频输入信号1100MHz～1600MHz、1600MHz～1800MHz；射频信号低于本振信号，也就是高本振混频方案。

    C、当为1800MHz～2100MHz、2100MHz～2500MHz、2500MHz～3000MHz三段内的射频信号时，用1800MHz～2100MHz、2100MHz～2500MHz、2500MHz～3000MHz三段内的射频信号减以1Hz步进的射频频点，分别对应减第一本振产生的1198.6MHz-2398.6MHz以1Hz步进的所有本振频点，产生601.4MHz第一中频信号，射频信号高于本振信号，也就是低本振混频方案；

    在这里分段先分为高中频与低中频两段分别处理，最大限度的减小本振带宽，并且对于较高频段采用低中频处理，以调高镜像抑制；在低中频频段又分为低本振与高本振两段做处理，进一步提高了本振的利用率，由于将前级信号分为3段与第一本振混频，所以第一本振频率只需要产生1198.6MHz～2401.4MHz本振信号；第一本振混频用高性能混频芯片AD8342,增益损耗小于4db，噪声系数小于12.5db；

    4)第一混频单元输出1输出的601.4MHz信号输入到低频段第二中频单元：将低中频601.4MHz信号进入低频段第二中频单元进行中频滤波，输出601.4MHz信号不变；

    5）第一混频单元输出2端的1221.4MHz信号输入到高频段第二中频单元：将高中频1221.4MHz减去第二本振单元产生的620MHz本振信号，混频产生601.4MHz第二中频信号，与低频段第二中频单元输出601.4MHz信号一致，方便后期处理，提高了芯片的利用率；

    6）第三混频单元：将低频段第二中频单元与高频段第二中频单元信号输出的601.4MHz信号输入到第三混频单元，与第三本振590.7MHz信号混频，相减后产生第三中频信号10.7MHz。

    7）自动增益控制单元：第三混频单元的输出信号10.7MHz进入到自动增益控制单元进行幅度控制，输出为保持幅度在0dbm左右的10.7MHz中频信号，适合基带处理。

    本发明的有益效果是：通过本方案满足监测接收机的各项性能指标的苛刻要求。保证具有足够的接收带宽，镜像抑制，提高整机增益，降低噪声系数。

附图说明：

图1、是本发明提出的高性能射频前端原理框图。

图2、是本发明提出的整机增益与噪声系数分配框图。

具体实施方式

     为了更清楚的理解本发明，结合附图和实施例详细描述本发明：

     如图1-图2所示，第一变频之后就是中频信号处理和中频信号检波。如果使用这样的高中频，窄带中频滤波器则很难实现，因此中频信号必须变到更低的中频频率(例如10.7MHz)。从第一高中频直接变换到10.7MHz时，镜像频率仅偏离被变换的信号2×10.7MHz=21.4MHz。由于混频器的RF和IF端口之间有限的隔离度，RF信号可能直通第一中频，形成中频馈通。因此，对这个镜像频率的抑制就十分重要。如果输入信号的频率对应第二变频的镜像频率，这种影响将出现在第二中频上。因此，对这种镜像频率响应的抑制要求更苛刻。为了容易实现镜像抑制要求，通常将输入信号从第一中频先变换到一个中间的中频，例如321.4MHz。然后借助一个合适的带通滤波器就较容易实现镜像抑制。以同样的处理方式再将第二中频变换成10.7MHz的第三中频，从而使得中频信号达到易于处理的频率范围。

射频输入信号经步进衰减后首先送到交指滤波器组，由射频开关选通到混频器。交指滤波器组由6路开关带通滤波器组成，用于抑制镜像频率，第一路选通2500～3000MHz信号；第二路选通2100～2500MHz信号；第三路选1800～2100MHz信号；第四路选通1600～1800MHz信号；第五路选通11OOMHz～1600MHz信号；第五路选通20MHz～1100MHz信号。

11OOMHz以上频段采用601．4MHz低中频方案，在这一频段内又分别采取高本振和低本振两种方式，即：

当≧1800MHz时，本振频率f_LO= f_RF-601.4MHz，最大为2398.6 MHz，最小为1198.6 MHz。

当≦1800MHz时，本振频率f_LO =f_RF+601.4MHz，最大为2401.4 MHz，最小为1701.4MHz。

当20MHz～1100MHz时，本振频率f_LO =f_RF+1221.4MHz，最大为2321.4MHz，最小为1241.4MHz。

 由于采取多种混频方式切换，第一本振只需覆盖1198.6MHz-2401.4MHz频率范围。为实现以上要求。第一本振可采用PLL单环小数分频频率合成技术，输出频率范围为1198.6MHz-2401.4MHz。601.4MHz和1221.4MHz第一中频信号经带通滤波、放大后，由射频开关选择与第二本振620MHz信号混频，产生601.4MHz第二中频信号，然后与590.7MHz第三本振混频，产生10.7MHz第三中频信号，经中频滤波器后由基带部分进行处理。

 下表为 本振谐波与输入信号对应表 

输入信号频率20MHz～1100MHz1100MHz～1600MHz1600MHz～1800MHz本振频率1220MHz～2300MHz1700MHz～2200MHz2200MHz～2400MHz谐波频率2440MHz～4600MHz3400MHz～4400MHz4400MHz～4800MHz有无带内谐波无无无输入信号频率1800MHz～2100MHz2100MHz～2500MHz2500MHz～3000MHz本振频率1200MHz～1500MHz1500MHz～1900MHz1900MHz～2400MHz谐波频率2400MHz～3000MHz3000MHz～3800MHz3800MHz～4800MHz有无带内谐波无无无

采取多种混频方式切换，第一本振只需覆盖1198.6MHz-2401.4MHz频率范围，而且实现了较高的镜像抑制，同时还了避免射频输入和本振信号产生交调，参考表1。

频谱监测接收机的灵敏度通常定义为显示平均噪声电平(DANL)，这个指标决定了频谱监测接收机能够测量小信号的极限能力。根据接收机的通信理论，对于290K（17摄氏度）的环境温度，显示平均噪声电平由：LDAN = -174dBm（1Hz）+（10log（BN,IF/Hz））dB+NFSA-2.5dB式子决定。其中BN,IF为IF滤波器的噪声带宽，NFSA为频谱分析仪的噪声系数(dB)，-2.5dB为由于取样检波器对噪声欠加重和对数电平值的平均引起的噪声,-174dBm(1Hz)为对应环境温度为290K时在1Hz带宽内的热噪声功率，就是所谓的噪声基底，或者说是给定温度下的绝对最小噪声电平。

根据设计目标要求，最小中频带宽为200Hz、最佳灵敏度为-107dBm。我们将3dB带宽近似看成噪声带宽，得到NFSA＜46.5dB。按最高灵敏度计算，步进衰减器零设置，留3dB余量分配整机噪声系数及增益。计算结果为：NFSA=33dB。

以上计算结果满足整机灵敏度指标要求。从指标分配模型可以看出，在各类射频器件和放大器中，程控步进衰减器插损、射频和中频滤波器以及混频器的变频损耗、第二变频器变频损耗和10.7MHz低噪声前置中放的噪声系数是我们必须考虑的，抓住这些主要部件优化设计，完成分配指标，确保满足整机灵敏度。

根据上述说明，结合本领域技术可实现本发明的方案。