基于波形设计的数字调制误差参量计量方法与系统

摘要

本发明公开了一种基于波形设计的数字调制误差参量计量方法与系统，其中计量方法包括以下步骤：a、实现有限长度数字调制信号基带波形首尾连续；b、基于误差符号设计的基础，实现数字调制误差的设置；c、形成完整误差符号帧。通过本发明的方法及系统解决EVM等数字调制误差参量的计量问题，实验表明该计量方法与系统具有以下特性：1、可以实现数字调制误差设置值在较大范围内的连续可调，能够设置出预期的数字调制误差参量。2、EVM等数字调制参量的测量值和预期计算值的高度吻合。3、数字调制参量的测量值读数具有非常良好的重复性。4、这种数字调制误差参量计量方法与系统适用于几乎所有的数字调制方式，比如256QAM调制及其更高阶的调制方式。

说明书

技术领域

本发明涉及数字通信技术领域，对无线通信综合测试仪或者矢量信号分析仪进行基 于波形设计的数字调制误差参量计量方法与系统。

背景技术

数字调制信号是现代信息传输的重要载体，已成为信息社会的基石之一，比如无线通 信系统就使用多种数字调制，如GMSK、QPSK、16QAM、64QAM、256QAM等。其中数字调制 误差参量包括误差矢量幅度均方根值（以下简称EvmRms）、误差矢量幅度峰值（以下简称 EvmPeak）、幅度误差均方根值(以下简称MagErrRms)、幅度误差峰值（以下简称 MagErrPeak）、相位误差均方根值(以下简称PhaseErrRms)、相位误差峰值(以下简称 PhaseErrPeak)是衡量数字调制信号误差的重要误差参量。和所有的物理量一样，这些误 差参量也必须经过可信的、可溯源的计量，才能保证量值准确和统一，才能保证信息系统 的正常运转。然而，在目前的数字调制误差参量计量中仍存在如下问题：

1、闭环互测，难于溯源。这主要是指：根据目前国内外的数字调制误差参量计量方 法（例如JJF1128-2004矢量信号分析仪校准规范或JJF1174-2007数字信号发生器校准 规范规定的数字调制误差参量计量方法），一方面，数字信号发生器是用矢量信号分析仪 （以下简称VSA）来校准的，即数字信号发生器所生成数字调制信号的各个误差参量并 不是已知的，而是由VSA测量并分析得出的；另一方面，对VSA的校准则基于数字信号 发生器作为标准器。上述计量过程明显是一个闭环互测的过程，而且是一个不可溯源的闭 环互测的过程，是计量体系中“空中楼阁”，如图1所示。也就是说，目前的数字调制误差 参量计量得到的误差参量是不可溯源的，这难于保证计量过程的准确度和可信度。

2、作为校准VSA标准的数字调制信号缺乏误差参量的设置。在实际系统中，由于多 种因素的干扰，数字调制信号往往是存在误差的。因此，为了保证VSA能够准确计量数 字调制信号的各个误差参量，作为校准VSA标准器的数字调制信号的误差参量在一定范 围内应当是可以设置的。VSA的作用之一就是测量较宽范围内的EVM值，比如TD-LTE 标准要求16QAM信号的EvmRms<12.5%.64QAM信号的EvmRms<8%，起码应该在这个 范围内设置不同的EVM值。正如某卡尺的量程是10厘米，而只使长度0.1厘米的量块去 校准卡尺，是不够的。我国研究人员已经在相关文献中指出了类似问题。然而，当前数字 调制误差参量的校准方法却是不对误差参量进行设置，这是脱离实用要求的。

发明内容

为解决上述现有技术中存在的技术问题，实现本发明的目的，本发明提出一种基于波 形设计的数字调制误差参量计量方法与系统。

该方法包括以下步骤：a、实现有限长度数字调制信号基带波形首尾连续的步骤；b、 基于误差符号设计的基础，实现数字调制误差的设置的步骤；c、形成完整误差符号帧的 步骤。

其中，步骤a指在矢量调制信号发生器的硬件架构下，设计一个有限持续时间的IQ 基带波形，然后导入信号发生器的基带部分，信号发生器将以循环播放的方式将该有限持 续时间的基带波形进行首尾连接，从而实现有限长度数字调制信号基带波形首尾连续。 进一步地，实现步骤a，可以包括以下三种方式：

（一）步骤a包括如下步骤：

步骤1：构造符号序列，基带滤波器的时域脉冲截断长度为L个符号周期，构造未滤波符 号序列的前L个符号和序列的后L个符号构成对称关系；

步骤2：预处理，依据设定的基带波形采样率和基带符号速率，将未滤波的IQ符号序列 和基带滤波器冲击响应波形进行适当的内插处理，使两个波形对应的时域采样间隔相等；

步骤3：时域卷积，将步骤2预处理后的两个数值序列做时域卷积，参与卷积的IQ符号 序列的采样点数是N，而相应的基带滤波器冲击响应波形采样点数是G，卷积结果的点数 是N+G-1；

步骤4：截取，对步骤3的卷积结果进行截取，截取最中段的N个数值点，截取结果是所 需基带波形数值序列，该序列具有首尾连续的特性。

（二）步骤a包括如下步骤：

步骤1：预处理，依据设定的基带波形采样率和基带符号速率，将未滤波的IQ符号序列 和基带滤波器冲击响应波形进行适当的内插处理和零值填充，使两个波形对应的时域采样 间隔相等，且点数相等均为N；

步骤2：快速傅里叶变换，将步骤1预处理后的两个数值序列分别做N点的快速傅里叶变 换，形成两个新的N‘点的序列：Xk1和Xk2，然后对Xk1和Xk2执行对应元素顺序逐个 相乘的运算，其结果Yk也是一个N点的数值序列；

步骤3：反快速傅里叶变换，对Yk执行反快速傅里叶变换运算，形成一个时域的波形数 值序列S，该序列是所需基带波形数值序列，该序列具有首尾连续的特性。

（三）步骤a包括如下步骤：

步骤1：序列重复，初始的IQ符号序列包含M个符号，重复该序列，形成新的序列；

步骤2：预处理，依据设定的基带波形采样率和基带符号速率，将新的序列和基带滤波器 冲击响应波形进行适当的内插处理，或者调整采样率，使两个波形对应的时域采样间隔相 等；

步骤3：时域卷积，将步骤1预处理后的两个数值序列做时域卷积运算，参与卷积的IQ 符号序列的采样点数是2N，相应的基带滤波器冲击响应波形采样点数是G，卷积结果序 列用Ck1表示，它的点数是2N+G-1；

步骤4：截取，对步骤2的卷积结果Ck1进行截取，从选定起始点，截取后面连续的N 个数值点构成的序列，该截取结果Ck2是所需基带波形数值序列，该序列具有首尾连续 的特性，上述选定起始点在Ck1中的选取范围是：从第G+1个点开始，到第N-2个点， 均可选。

其中，步骤c进一步包括如下具体步骤：

步骤1：构造帧，列出一组标准符号的复数序列S₁、S₂、S₃…S_k…S_K，对于每个符号S_k， 按照步骤b，设计出对应的L个误差符号S_k1、S_k2…S_kL，形成完整误差符号帧，将该符 号帧为FrameE；

步骤2：组合帧，按照实际测试度符号序列长度的要求，将多个完整误差符号帧FrameE 组合起来，形成一个新的符号矩阵FrameM，将符号矩阵FrameM重组成为单行的复数符 号数值序列，然后将各个符号的位置随机打乱重排，形成符号序列S_frame；

步骤3：构造波形，按照步骤a，基于符号序列S_frame生成首尾连续的基带信号波形WB_frame， 保证基带信号波形WB_frame对应的符号序列中，符号帧FrameE包含的每个符号是严格等 概率出现的；

步骤4：生成射频调制信号，将基带波形WB_frame进行适当处理使之适应矢量调制信号发 生器的操作要求，将基带波形导入矢量调制信号发生器的基带部分，进而产生射频调制信 号WR_frame，将该射频信号输入被测的矢量信号分析仪VSA进行解调；

步骤5：设置矢量信号分析仪，设置WB_frame对应的符号总个数是P，将被测的矢量信号 分析仪VSA的符号分析长度设置为P的整数倍。

本发明还提出一种基于波形设计的数字调制误差参量计量系统，包括：用于实现所述 步骤a的装置；用于实现所述步骤b的装置；用于实现所述步骤c的装置。

附图说明

图1本发明实施例提供的一种基于波形设计的数字调制误差参量计量方法的流程图

图2现有技术中不可溯源的闭环形式的数字调制参量的计量方法

图3a未滤波符号数值序列

图3b基带滤波器冲击响应波形

图4没有采取步骤a处理的基带滤波后的有限持续时间的16QAM信号基带波形的首 尾连接处图样

图5首尾不连续波形循环播放后每个符号对应的误差矢量幅度（EVM）

图6步骤a第一种实现方式的IQ符号序列的构造

图7IQ符号序列的初始部分

图8步骤a第三种实现方式的新的IQ符号序列的初始部分

图9采用波形首尾连续方案后的64QAM信号基带波形的首尾连接处

图10采用波形首尾连续方案后的64QAM基带信号循环播放后每个符号对应的误差 矢量幅度（EVM）

图11A点对应符号判决域中的数字调制误差坐标点设置

图12IQ平面上轴向等比例正三角形设计

图13一个完整的误差符号帧：FrameE

图14按照16QAM调制方式，设置有标准误差的数字调制信号的VSA解调测量矢量 图

图15按照16QAM调制方式的预期设置EvmRms值（Expected EvmRms），计算值 （calculated）和测量结果(measured)的关系;

其中，顶图：测量得到的EvmRms；中图：EvmRms测量值和计算预期值的差值，表 述为测量误差（Measurement Error）；底图：测量读数的标准差（读数间隔0.1秒）,图中 EvmRms指误差矢量幅度均方根值；

图16按照16QAM调制方式的预期设置MagErrRms值（Expected MagErrRms），计 算值（calculated）和测量结果(measured)的关系,

其中，顶图：测量得到的MagErrRms；中图：MagErrRms测量值和计算预期值的差 值，表述为测量误差（Measurement Error;底图：测量读数的标准差（读数间隔0.1秒）， 图中MagErrRms指幅度误差均方根值;

图17按照16QAM调制方式的预期设置PhaseErrRms值（Expected PhaseErrRms）， 计算值（calculated）和测量结果(measured)的关系,

其中，顶图：测量得到的PhaseErrRms；中图：PhaseErrRms测量值和计算预期值的 差值，表述为测量误差（Measurement Error）；底图：测量读数的标准差（读数间隔0.1 秒）,图中PhaseErrRms指相位误差均方根值；

图18按照64QAM调制方式，误差设置模型中“正三角形半径”γ（线性量纲）和测 量结果的关系,

其中，顶图：测量得到的EvmRms;中图：EvmRms测量值（measured）和计算预期 值(calculated)的差值，表述为测量误差（Measurement Error）;底图：测量读数的标准差 （读数间隔0.1秒），图中EvmRms指误差矢量幅度均方根值；

图19按照64QAM调制方式，设置有标准误差的数字调制信号的VSA解调测量矢量 图；

图20按照256QAM调制方式，误差设置模型中“正三角形半径”γ（线性量纲）和测 量结果的关系，

其中，顶图：测量得到的EvmRms;中图：EvmRms测量值和计算预期值的差值，表 述为测量误差（Measurement Error）;底图：测量读数的标准差（读数间隔0.1秒）,图中 EvmRms指误差矢量幅度均方根值;

图21按照256QAM调制方式，误差设置模型中“正三角形半径”γ（线性量纲）和测 量结果的关系，

其中，顶图：测量得到的MagErrRms;中图：MagErrRms测量值和计算预期值的差值， 表述为测量误差（Measurement Error）;底图：测量读数的标准差（读数间隔0.1秒）,图 中MagErrRms指幅度误差均方根值;

图22按照256QAM调制方式，误差设置模型中“正三角形半径”γ（线性量纲）和测 量结果的关系，

其中，顶图：测量得到的PhaseErrRms;中图：PhaseErrRms测量值和计算预期值的差 值，表述为测量误差（Measurement Error）;底图：测量读数的标准差（读数间隔0.1秒）, 图中PhaseErrRms指相位误差均方根值。

具体实施方式

本发明的实施例提供了一种基于波形设计的数字调制误差参量计量方法。如图1所 示，该方法包括以下步骤：a、实现有限长度数字调制信号基带波形首尾连续的步骤；b、 基于误差符号设计的基础，实现数字调制误差的设置的步骤；c、形成完整误差符号帧的 步骤。

一、实现有限长度数字调制信号基带波形首尾连续

在现有矢量调制信号发生器的硬件架构下，可以设计一个有限持续时间的IQ基带波 形，然后导入信号发生器的基带部分，信号发生器将以循环播放的方式将该有限持续时间 的基带波形进行首尾连接，从而持续地调制载波，形成射频调制信号。

使用数字信号处理的方式形成一个有限持续时间的IQ基带波形的数值序列，现有技 术中一般有三个步骤：

1、定义未滤波的符号（I路和Q路分别定义）的数值序列。如下图3的（a）所示， 为了便于表示，图3（a）只显示了I路的序列，但是参与运算的符号序列包含I路和Q 路，一般以复数实部和虚部的形式表示，以下不再单独说明。

2、定义基带滤波器的时域冲击响应数值序列，比如常用的升余弦滤波器、根升余弦 滤波器、高斯滤波器等等。

3、未滤波符号数值序列和基带滤波器的时域冲击响应波形在时域做卷积，实现滤波， 即形成了“有限持续时间的IQ基带波形”。

但是在不采取特殊处理的情况下，上述卷积得到的波形具有这样的缺点：波形序列第 一个和最后一个数值是不连续的，这样由于在信号发生器内部波形是通过首尾连接来实现 循环播放的，那么在首尾连接处的波形就会不连续，如图4所示。

如图4所示，基带波形在首尾连接处的不连续将导致信号的额外误差，比如测量图4 所示信号在每个符号上的误差矢量幅度（EVM），结果如图5。

分析图5可知，由于在首尾连接处的不连续，导致首尾连接处表征信号误差的EVM 值显著增大，出现明显的误差突增。显然，这样的信号波形不能作为校准VSA的标准信 号。

只有实现了基带波形首尾连续，信号才有可能用于数字调制误差参量的计量，为了实 现基带波形首尾连续，本发明提出3种可以独立使用的技术方案。

波形首尾连续实现技术方案1：

步骤1：构造符号序列。频域滤波等效于时域卷积，如基带滤波器的时域脉冲截断长 度为L个符号周期，则构造未滤波符号序列的前L个符号和序列的后L个符号构成对称 关系。如图6所示。

步骤2：预处理。依据设定的基带波形采样率和基带符号速率，将未滤波的IQ符号 序列和图3（b）所示的基带滤波器冲击响应波形进行适当的内插处理，使两个波形对应 的时域采样间隔相等。

步骤3：时域卷积。将步骤2所述预处理后的两个数值序列做时域卷积。如果参与卷 积的IQ符号序列的采样点数是N，而相应的基带滤波器冲击响应波形采样点数是G，那 么卷积结果的点数是N+G-1。

步骤4：截取。对步骤3所述卷积结果进行截取，只截取最中段的N个数值点即可。 该截取结果就是最终需要的基带波形数值序列，该序列具有首尾连续的特性。

波形首尾连续实现技术方案2：

步骤1：预处理。依据设定的基带波形采样率和基带符号速率，将未滤波的IQ符号 序列和图3（b）所示的基带滤波器冲击响应波形进行适当的内插处理和零值填充，使两 个波形对应的时域采样间隔相等，且点数相等均为N。

步骤2：快速傅里叶变换。将步骤1预处理后的两个数值序列分别做N点的快速傅里 叶变换（FFT），这是一种标准的数字信号处理算法。形成了两个新的N点的序列：Xk1 和Xk2，然后对Xk1和Xk2执行对应元素顺序逐个相乘运算，其结果Yk也是一个N点 的数值序列。

步骤3：反快速傅里叶变换。对Yk执行反快速傅里叶变换运算（IFFT），形成一个 时域的波形数值序列S，就是最终需要的基带波形数值序列，该序列具有首尾连续的特性。

波形首尾连续实现技术方案3：

步骤1：序列重复。如初始的IQ符号序列包含M个符号，可以表示为图6所示形式。 然后重复该序列，形成新的序列，如图8所示。

步骤2：预处理。依据设定的基带波形采样率和基带符号速率，将图8所示IQ符号 序列和图3（b）所示的基带滤波器冲击响应波形进行适当的内插处理，或者调整采样率， 使两个波形对应的时域采样间隔相等。

步骤3：时域卷积。将步骤2所述预处理后的两个数值序列做时域卷积运算。如果参 与卷积的IQ符号序列的采样点数是2N，而相应的基带滤波器冲击响应波形采样点数是G， 那么卷积结果序列可以用Ck1表示，它的点数是2N+G-1。

步骤4：截取。对步骤3所述卷积结果Ck1进行截取，可以从选定起始点，截取后面 连续的N个数值点构成的序列，该截取结果Ck2就是最终需要的基带波形数值序列，该 序列具有首尾连续的特性。上述选定起始点在Ck1中的选取范围是：从第G+1个点开始， 到第N-2个点，均可选。

上述三个方案是独立的，且都是有效的，采用首尾波形连续的技术方案后，可以达到 的效果如下图9、图10所示。

对比图9和图4，图10和图5，显然有：波形首尾连续方案是有效的，这样就确定了 本发明的一个基础技术。

二、基于误差符号设计的基础的数字调制误差设置

要设计数字调制误差，就要依据标准的（无失真无误差）的符号序列去设计误差符号。 假设某种数字调制方式对应的标准符号的复数序列是S₁、S₂、S₃…S_k…S_K,显然每一个复 数符号对应IQ平面上的一个坐标点。一般地，假设S_k在IQ平面上对应A点，依据经典 数字通信理论，在IQ平面上存在一个区域称为“符号S_k的判决域”，如果判决得到的采样 矢量落入该区域，均判决为符号S_k，作为示意图，“符号S_k的判决域”如下图11的灰色 区域所示，那么在判决域内设计若干个A点以外的点，将这些点标记为A₁、A₂…A_L，它 们对应的复数数值依次为S_k1、S_k2…S_kL。那么就可以在IQ平面上，利用几何关系和EVM 等数字调制误差参量的定义，计算出该设置对应的数字调制误差参量，从而实现数字调制 误差的设置。L≥1，对于不同的符号，L可以相等，也可以不等。

IQ坐标点A₁、A₂…A_L的几何样式设计可以多种多样，比如三角形、五边形、六边形 等等。本发明给出一种较优的设计实例，可以将这种方法称之为“轴向等比例正三角形设 计”，如图12所示。

图12中A点是一个标准符号对应的IQ坐标点，设A点复数坐标是：I+jQ,矢量的幅度是M_A,相角是θ_A,那么在A点判决域内设置的A₁、A₂、A₃三点的矢量坐标分别如 式（1）～（3）所示。

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_1}=M_A(1-\gamma )\exp \left({\mathrm{j\theta }}_A\right)---\left(1\right)$

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_2}=\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_1}+\sqrt{3}\gamma M_A\exp \left[j({\theta }_A-\frac{\pi }{6})\right]---\left(2\right)$

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_3}=\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_1}+\sqrt{3}\gamma M_A\exp \left[j({\theta }_A+\frac{\pi }{6})\right]---\left(3\right)$

可以称（1）～（3）中的γ为“正三角形半径”，由于等比例的几何特性，可以通过如 下简化运算来计算对应的数字调制误差。设A点对应复数坐标为1，则有：

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_1}=1-\gamma ---\left(4\right)$

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_2}=1+\frac{\gamma }{2}+j\frac{\sqrt{3}\gamma }{2}---\left(5\right)$

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_3}=1+\frac{\gamma }{2}-j\frac{\sqrt{3}\gamma }{2}---\left(6\right)$

按照对称性，参考星座点A’应当在OA的延长线上，按照均方根值的计算方法得到：

$\overrightarrow{{\mathrm{OA}}^{\prime }}=M_{A^{\prime }}=\sqrt{1+{\gamma }^2}---\left(7\right)$

$\mathrm{PhaseErrPeak}=\arctan \left(\frac{\frac{\sqrt{3}\gamma }{2}}{1+\frac{\gamma }{2}}\right)---\left(8\right)$

$\mathrm{PhaseErrRms}=\sqrt{\frac{{2\mathrm{PhaseErrPeak}}^2}{3}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\mathrm{PhaseErrpeak}---\left(9\right)$

$\mathrm{MagErrPeak}=\mathrm{EvmPeak}=\frac{\sqrt{{1+\gamma }^2}-(1-\gamma )}{\sqrt{1+{\gamma }^2}}---\left(10\right)$

MagErrRms和EvmRms按照定义进行矢量运算。

MagErr_i＝|M_A'-|OA_i||    i＝1,2,3  (11)

$\mathrm{MagErrRms}=\frac{\sqrt{\frac{\underset{i=1}{\overset{3}{\Sigma }}{\mathrm{MagErr}}_i^2}{3}}}{M_{A^{\text{'}}}}\times 100\%---\left(12\right)$

${\mathrm{evm}}_i=|\overrightarrow{{\mathrm{OA}}_i}-\overrightarrow{{\mathrm{OA}}^{\prime }}|,i=\mathrm{1,2,3}---\left(13\right)$

$\mathrm{EvmRms}=\frac{\sqrt{\frac{\underset{i=1}{\overset{3}{\Sigma }}{\mathrm{evm}}_i^2}{3}}}{M_{A^{\prime }}}\times 100\%---\left(14\right)$

公式（8）到（14）给出了调制误差参量和“正三角形半径”γ的函数关系。在一些 工程应用中，给定需要设置的EvmRms等数字调制参量，要求对应的γ值，即需要类似 （15）式的函数关系：

γ＝f(EvmRms)  (15)

对于（15）式所示函数关系，可以通过求解析反函数的方法，也可以通过内插等数值方法 求得，都可以达到很高的精度。

三、形成完整误差符号帧

该步骤将确保各误差符号在测量中严格等概率出现，降低符号出现随机性对计量测试 的不利影响，保证数学模型和测量机制的严格统一。

具体步骤如下：

1、构造帧。列出某种数字调制方式一组标准符号的复数序列S₁、S₂、S₃…S_k…S_K,对 于每个符号S_k，按照步骤b，设计出对应的L个误差符号S_k1、S_k2…S_kL。则形成如图13 所示的完整误差符号帧，将该符号帧命名为FrameE。如图13所示。

2、组合帧。按照实际测试度符号序列长度的要求，将多个完整的误差符号帧FrameE 组合起来，这样就形成了一个新的符号矩阵FrameM，将FrameM重组成为单行的复数符 号数值序列，然后将各个符号的位置随机打乱重排，形成符号序列S_frame。

3、构造波形。利用步骤a，基于S_frame生成首尾连续的基带信号波形WB_frame，保证 WB_frame对应的符号序列中，FrameE包含的每个符号是严格等概率出现的。

4、生成射频调制信号。将基带波形WB_frame进行适当处理使之适应矢量调制信号发 生器的操作要求，将基带波形导入矢量调制信号发生器的基带部分，进而产生射频调制信 号WR_frame，将该射频信号输入被测的矢量信号分析仪（VSA）进行解调。

5、设置矢量信号分析仪（VSA）。设WB_frame对应的符号总个数是P，那么将被测的 矢量信号分析仪（VSA）的符号分析长度设置为P的整数倍，这样就降低了符号出现随 机性对计量测试的不利影响，保证数字调制误差设置的数学模型和测量机制能够严格统 一。

基于上述方法并配合现有技术中的相应矢量调制信号发生器硬件，就构造了“基于首 尾连续波形的数字调制误差参量计量装置”，如果计算和实际测量有较好的吻合度，且数 字调制误差测量值有良好的重复性和稳定性，那么该装置就可以作为传递标准或者计量标 准使用。

按照上述方法搭建了实验测试系统，产生具有设置了误差的数字调制信号WR_frame， 然后将信号输入被测矢量信号分析仪（VSA）进行测量，测量结果如下图14～22所示。

通过本发明的方法及系统解决EVM等数字调制误差参量的计量问题，实验表明该计 量方法与系统具有以下特性：1、可以实现数字调制误差设置值在较大范围内的连续可调， 能够设置出预期的数字调制误差参量。2、EVM等数字调制参量的测量值和预期计算值的 高度吻合。3、数字调制参量的测量值读数具有非常良好的重复性，具体表现为读数的标 准差很小。4、这种数字调制误差参量计量方法与系统适用于几乎所有的数字调制方式， 比如256QAM调制及其更高阶的调制方式。

以上所披露的仅为本发明的较佳实施例，不能以此限定本发明的权利范围，依照本发 明申请专利范围所做的同等变化，仍属本发明所涵盖的范围。