输出放大器、数模转换器、数据驱动电路和显示装置

摘要

本申请涉及输出放大器、数模转换器、数据驱动电路和显示装置，其中，输出放大器包括偏置级部分、用于将输入的差分电压对转换为差分电流对的输入级部分和用于将差分电流对转换为单向电流输出并产生电压放大信号的运算放大级部分，运算放大级部分包括第二偏置电流源和第三偏置电流源，第二偏置电流源和第三偏置电流源分别采用耗尽模式NMOS实现，运算放大级部分的输出端口与输入级部分耦合，并与第三偏置电流源的电流输出端子并联形成恒定电流源。本申请通过耗尽型氧化物NMOS来实现偏置电流源，工艺简单，实现难度较低，而且，输出端与耗尽型氧化物NMOS形成恒定电流源并联，因此使得放大器具有较大的小信号等效电阻，从而可实现具有放大倍数较高的放大器。

说明书

技术领域

本申请涉及显示装置技术领域，尤其涉及一种输出放大器、采用该输出放 大器的数模转换器、采用该数模转换器的数据驱动电路、以及采用该数据驱动 电路的显示装置。

背景技术

长期以来，将显示器周边驱动电路和像素驱动阵列集成在同一块基板上， 一直是显示领域追求的一个目标。这种新的驱动电路实现形式被称为屏上系统 集成（System on Panel，SOP），所制成的显示面板内部即具备由TFT（Thin Film  Transistor，薄膜场效应晶体管）集成的驱动电路系统。相比于常规的外置式IC 的方式，SOP的显示面板可能具有如下优点：一、减少行、列驱动芯片数量； 二、减少行、列驱动芯片与显示面板连接线的数量；三、容易实现窄边框显示 面板，显示模组将变得更加紧凑、美观；四、能够减少显示器的后道封装工序。 因为上述优点，显示器的制造成本可以较大幅度地降低；并且，显示器的可靠 性也可得到提高。由于引出线数量减少，引线间节距不再严重地限制高分辨率 显示器的实现。

迄今为止，SOP的显示面板仍然没有实现产业化。造成这种困境的主要原 因是TFT工艺以及器件特性上的缺陷：例如非晶硅（a-Si）TFT的迁移率较低， 稳定性较差，长时间工作之后，容易发生器件特性的漂移；多晶硅（poly-Si） TFT的工艺过程复杂，成本高昂，而且期间特性的均匀性较差。这些因素阻碍 了基于a-Si TFT或者poly-Si TFT的驱动电路技术的发展。近几年来，以IGZO、 IZO、ITO等为代表的氧化物TFT技术迅速发展。由于氧化物TFT具有较高的 迁移率、较小的泄漏电流、较小的亚阈值斜率，同时其均匀性、稳定性良好， 制造成本低，因此适用于下一代的显示技术，有取代a-Si以及poly-Si TFT技术 的潜力。氧化物TFT的这些优势使得SOP的实现成为可能。

目前较实用的氧化物TFT仍然是电子导电类型（N型）。然而，氧化物TFT 虽然较之于a-Si TFT迁移率高出1～2个数量级，但是还是显著地小于单晶硅器 件。同时，氧化物TFT的稳定性虽然比a-Si TFT明显地改善，但是还是比单晶 硅器件差。因此，在氧化物TFT电路的设计中，必须兼顾电路速度和稳定性等 指标要求，创造新的电路结构以发挥氧化物TFT的特点。

栅极驱动和数据驱动电路与TFT有源阵列连接最近，而数据驱动电路的集 成化设计也是SOP的实现中较重要和困难的部分。数据驱动电路至少包括有三 个部分：移位寄存器（Shift Register，SR）、锁存器（Latch）和数模转换器（Digital  Analog Converter，DAC）。其中，DAC电路作为关键的一个环节，直接影响到 数据驱动电路的分辨率和线性度。而DAC电路中，一般要求一个高放大倍数、 稳定、低功耗的输出缓冲放大器。如果输出缓冲放大器的倍数不够高，则DAC 电路的速度以及转换精度被降低，于是造成数据驱动电路不能将TFT像素精确 地驱动到应该达到的灰度级别。因此，为了实现TFT集成的数据驱动电路，亟 需设计一种基于氧化物TFT的高放大倍数、稳定、低功耗的数模转换器。

发明内容

根据本申请的第一方面，本申请提供一种输出缓冲放大器，包括用于将输 入的差分电压对转换为差分电流对的输入级部分、用于为电路提供静态工作点 的偏置级部分和用于将差分电流对转换为单向电流输出并产生电压放大信号的 运算放大级部分；所述运算放大级部分包括第二偏置电流源和第三偏置电流源， 所述第二偏置电流源和所述第三偏置电流源分别采用耗尽模式N型氧化物薄膜 场效应晶体管实现；所述运算放大级部分的输出端口与所述输入级部分耦合， 并与所述第三偏置电流源的电流输出端子并联形成恒定电流源；所述偏置级部 分的输入端口与所述输入级部分耦合，所述偏置级部分的输出端口与第二电压 源耦合。

进一步地，所述第二偏置电流源包括第七晶体管，所述第七晶体管的控制 极与其第一极短接构成所述第二偏置电流源的电流输出端子，所述第七晶体管 的第二极与第一电压源耦合；所述第三偏置电流源包括第八晶体管，所述第八 晶体管的控制极与其第一极短接构成所述第三偏置电流源的电流输出端子，所 述第八晶体管的第二极与所述第一电压源耦合。

进一步地，所述运算放大级部分还包括第三晶体管、第四晶体管、第五晶 体管和第六晶体管；所述第三晶体管的控制极与所述第四晶体管的控制极连接， 并耦合到第二偏置电压源耦合，所述第三晶体管的第一极与所述第二偏置电流 源的电流输出端子耦合，第二极与所述第五晶体管的第一极耦合；所述第四晶 体管的第一极与所述第三偏置电流源的电流输出端子连接，并耦合到所述运算 放大级部分的输出端口，第二极与所述第六晶体管的第一极耦合；所述第五晶 体管的控制极与其第一极短接，并耦合到所述第六晶体管的控制极，所述第五 晶体管的第二极与第二电压源耦合；所述第六晶体管的第二极与所述第二电压 源耦合。

进一步地，所述输入级部分包括：第一输入端子、第二输入端子、第一晶 体管和第二晶体管，所述偏置级部分包括第一偏置电流源，所述第一晶体管的 控制极与所述第一输入端子耦合，第一极与所述第二偏置电流源的电流输出端 子耦合，第二极与所述第一偏置电流源的电流输入端子耦合；所述第二晶体管 的控制极与所述第二输入端子耦合，第一极与所述第三偏置电流源的电流输出 端子耦合，第二极与所述第一偏置电流源的电流输入端子耦合；所述第一偏置 电流源的电流输出端子与所述第二电压源耦合。

进一步地，所述输出缓冲放大器还包括用于将所述运算放大级部分的输出 进行放大以输出的输出放大级部分，所述输出放大级部分包括第九晶体管、第 十晶体管、第十一晶体管和第十二晶体管；所述第九晶体管为增强模式N型氧 化物薄膜场效应晶体管，其控制极与所述运算放大级部分的输出端口耦合，第 一极与所述第十晶体管的第二极耦合，第二极与所述第二电压源耦合；所述第 十晶体管为耗尽模式N型氧化物薄膜场效应晶体管，其控制极与其第二极短接， 第一极与所述第一电压源耦合；所述第十一晶体管为增强模式N型氧化物薄膜 场效应晶体管，其控制极与所述第九晶体管的第一极耦合，第一极与所述输出 放大级部分的输出端口耦合，第二极与所述第二电压源耦合；所述第十二晶体 管为耗尽模式N型氧化物薄膜场效应晶体管，其控制极与其第二极短接并耦合 到所述输出放大级部分的输出端口，第一极与所述第一电压源耦合。

进一步地，所述输出放大级部分还包括反馈电容，所述反馈电容的第一电 极与所述运算放大级部分的输出端口耦合，第二电极与所述第九晶体管的第一 极耦合。

进一步地，所述偏置级部分包括第十四晶体管、第十五晶体管和第十六晶 体管；所述第一偏置电流源包括第十三晶体管；所述第十三晶体管为增强模 式N型氧化物薄膜场效应晶体管，控制极耦合到所述第十四晶体管的控制极， 第一极与所述第二电压源耦合，第二极与所述第一晶体管的第一极耦合，或者 所述第十三晶体管为耗尽模式N型氧化物薄膜场效应晶体管，控制极与其第一 极短接，并耦合到所述第二电压源，第二极与所述第一晶体管的第一极耦合； 所述第十四晶体管为增强模式N型氧化物薄膜场效应晶体管，其控制极与其第 二极短接，并耦合到所述输入级部分，第一极与所述第二电压源耦合；所述第 二偏置电压源由所述第十五晶体管提供，所述第十五晶体管为增强模式N型氧 化物薄膜场效应晶体管，其控制极与所述第三晶体管的控制极耦合，第一极与 所述第十六晶体管的第二极耦合，第二极与所述第十四晶体管的第二极耦合； 所述第十六晶体管为耗尽模式N型氧化物薄膜场效应晶体管，其控制极与第二 极短接，第一极与所述第一电压源耦合。

根据本申请的第二方面，本申请提供一种数模转换器电路，包括用于产生 多个基准电压的基准电压产生单元、用于根据所述基准电压将数字信号转换为 模拟信号的解码单元和用于将所述模拟信号放大输出的如上所述的输出缓冲放 大器。

根据本申请的第三方面，本申请提供一种数据驱动电路，包括移位寄存器 和锁存器，所述移位寄存器用于产生移位寄存信号，所述锁存器用于在移位寄 存信号的控制下，接收串行输入的数字信号，将所述串行输入的数字信号转换 为并行数字信号，并在锁存使能信号的控制下，同步输出所述并行数字信号； 以及如上所述的数模转换器电路。

根据本申请的第四方面，本申请提供一种显示装置，包括：面板，所述面 板包括由多个像素构成的二维像素矩阵，以及与每个像素相连的第一方向的多 条数据线和第二方向的多条栅极扫描线；栅极驱动电路，用于给所述栅极扫描 线提供扫描信号；以及如上所述的数据驱动电路，用于给所述数据线提供图像 信号。

本申请的有益效果是：通过基于氧化物的耗尽模式N型TFT来实现偏置电 流源，工艺简单，不需要大幅度地修改氧化物TFT工艺，实现难度较低，使具 有较小版图面积和较高良率成为可能，而且，输出端与耗尽型氧化物TFT形成 恒定电流源并联，因此使得输出缓冲放大器具有较大的小信号等效电阻，从而 可实现具有放大倍数较高的放大器。

附图说明

图1为一种TFT集成的数据驱动电路的示意图；

图2为数据驱动电路中采用的数模转换器的示意图；

图3为本申请一种实施例的一种单级的输出缓冲放大器的电路示意图；

图4和图5分别为图3所示输出缓冲放大器电路的输入和输出的SPICE模 拟示意图；

图6为耗尽型氧化物和增强型氧化物TFT的转移特性示意图；

图7为耗尽型氧化物TFT的输出特性示意图；

图8为增强型氧化物TFT的输出特性示意图；

图9为基于增强型、耗尽型氧化物TFT的单级输出缓冲放大器的电路示意 图；

图10为基于增强型、耗尽型氧化物TFT的多级输出缓冲放大器的电路示意 图；

图11为图10所示多级输出缓冲放大器中输入级部分的另一种偏置方式的 示意图；

图12为图10所示多级输出缓冲放大器的放大倍数变化曲线示意图；

图13为图10所示多级输出缓冲放大器的相位变化曲线示意图；

图14为引入补偿电容的多级输出缓冲放大器的电路示意图；

图15为图14所示多级输出缓冲放大器的放大倍数变化曲线示意图；

图16为图14所示多级输出缓冲放大器的相位变化曲线示意图；

图17为带有偏置级部分的基于增强型、耗尽型氧化物TFT的多级输出缓冲 放大器的电路示意图。

具体实施方式

图1是一种TFT集成的数据驱动电路的框图，数据驱动电路的作用是要将 串行输入的数字信号转换为并行的模拟信号，其中模拟信号可能是电压或者电 流信号，并且输出到各个TFT的像素单元，从而让各个TFT的像素单元实现一 定的灰度，整个TFT面板形成一幅具有灰度信息的图像。与常规的数据驱动电 路不同，这种数据驱动电路的特点是由TFT构成，且集成于有源TFT面板的周 边，与有源显示阵列同时制成。

如图1所示，数据驱动电路至少包括三个部分：移位寄存器SR1、SR2、SR3， 锁存器L1、L2、L3，以及数模转换器DAC1、DAC2、DAC3。其中，移位寄存 器在时钟信号CKs和输入脉冲信号STV的控制下，顺次地产生采样脉冲信号； 锁存器在采样脉冲信号的控制下，分时采样所输入的数字信号DATA-IN，并且 在锁存器同步信号LE的作用下并行地输出，以6bit的DAC为例，每一组锁存 器输出六列数字信号V_B1～V_B6、V_R1～V_R6和V_G1～V_G6；数模转换器是在转换控制 信号Vctrs的作用下，将并行输入的数字信号转化为模拟信号输出到面板中的像 素。

如图2所示，DAC电路一般包括：基准电压产生单元、解码单元、以及输 出缓冲放大器单元。其中基准电压的产生可以由电阻链（resistor string，由多个 电阻一个接一个地连接而成）分压实现。考虑到图像的gamma校正，电阻链上 的电阻并非均匀设置，而是具有不同的权重因子。解码单元用于将图像的数字 电压转换为模拟电压，其可以通过电压选择器，或者通过一组具有一定比例关 系的电容，通过电容上的电荷再分配来实现模拟电压的产生。总之，解码单元 等效于一系列的开关阵列。

输出缓冲放大器单元一般具有正相输入端子V_in1和负相输入端子V_in2、以及 一个输出端子V_out，而且该输出端子被短接到负相输入端子，而正相输入端子一 般耦合到前一级解码单元的输出。当正相输入端子的电压高于输出端子的电压 时，输出缓冲放大器单元将输出充电电流，将输出端子的电压向高电位的方向 上拉，直到输出端子上电位上升到输入信号的电位值，从而输出缓冲放大器单 元的正相、负相输入端子的电压差最终减小到0；当正相输入端子的电压低于输 出端子的电压时，输出缓冲放大器单元将输出下拉电流，将输出端子的电压往 低电平的方向下拉，直到输出端子上的电位下降到输入电位值，从而输出缓冲 放大器单元的输入端子的电压差最终增加到0。总之，输出缓冲放大器单元的作 用是将输出电位改变到与正相输入端子上相等的电位值。

输出缓冲放大器单元对于DAC电路的性能非常重要，这是由于，即使解码 单元正确地对将输入的数字信号转化为相应的模拟信号，如果输出缓冲放大器 单元的高放大倍数不够高、输出电压的值不够稳定，则DAC电路的输出仍然不 精确或者稳定性不够。此外，输出缓冲放大器单元的功耗应该较低以利于降低 数据驱动电路的总功耗。而且，输出缓冲放大器单元的结构应该较简单，构成 的器件数量较少，从而有利于减小数据驱动电路占用的面积，提高其制作的良 率。

对于基于CMOS（Complementary Metal Oxide Semiconductor，互补金属氧 化物半导体）技术的电路设计而言，一般可以确保输出缓冲放大器单元具有较 高的放大倍数：

（1）单晶硅的迁移率较高，无论采用NMOS（Negative  channel-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属氧化物半导体）或者PMOS（Positive  channel-Metal-Oxide-Semiconductor，P型金属氧化物半导体），放大器的输入管 都能够做到较大的输入跨导gm。

（2）当采用NMOS的输入管时，可以采用PMOS作为恒流源型的负载； 当采用PMOS的输入管时，可以采用NMOS作为恒流源型的负载。而恒流源型 的负载能够保证较大的输出电阻。总之，CMOS的这种输入和负载的组合，能 够使得输出缓冲放大器的输出电阻较大。

（3）由于放大器的倍数正比于输入跨导与输出电阻的乘积，故由于（1） 和（2）的原因，单级CMOS放大器的放大倍数较高。

（4）CMOS的级联以及偏置电压的设置较为容易，于是可以通过多级放大 电路级联，提高整体的输出放大器的放大倍数。

然而以上这些有利条件在氧化物TFT的情况下并不存在。除了存在本申请 背景技术中描述的困难外，基于氧化物TFT的输出缓冲放大器单元还可能存在 以下的困难：

（1）受制于版图面积和工作电压，输入管的跨导gm不容易做到足够大。

（2）对于NMOS电路，较难构造结构简单、输出电阻较大的电流型负载， 故采用了“二级管连接”的TFT作为负载器件。所谓“二级管连接”是指负载 TFT的栅极和漏极（或源极）短接在一起，从而负载TFT可以等效为一个小信 号电阻。由于负载TFT总是工作于饱和区，其跨导值与驱动管的跨导值一般是 相同的量级。因此，对于NMOS放大器而言，输出电阻一般较小。

（3）NMOS电路的级联和偏置较复杂，例如单端输入转单端输出的电路结 构一般都比较复杂，难于找到简单有效的级联结构。

为此，本申请提出一种基于氧化物TFT的高放大倍数、稳定且低功耗的输 出缓冲放大器单元，以及采用该输出缓冲放大器单元的数模转换器和采用该数 模转换器的数据驱动电路。下面通过具体实施方式结合附图对本申请作进一步 详细说明。如下各个实施例中，晶体管包括控制极、第一极和第二极，其中控 制极对应为TFT的栅极，第一极和第二极是可以互易的，即，第一极可以是源 极也可以是漏极，对应地，第二极可以是漏极也可以是源极。此外，在场效应 晶体管（TFT也是一种场效应晶体管）中，耗尽及增强模式是两种主要的晶体 管类型，其分别对应于在栅源电压为0时，晶体管是开启或者截止状态，换言 之，对电子导电类型（即N型）而言，阈值电压为正的为增强模式N型晶体管， 阈值电压为负的为耗尽模式N型晶体管。

实施例1：

图3示例性地描述了一种单级的输出缓冲放大器，其包括输入级部分、偏 置级部分和运算放大级部分。输入级部分是将差分的输入电压对转化为差分的 电流对，运算放大级部分是通过电流镜将差分电流对转化为单向电流输出，并 且在负载电阻端上产生电压放大信号。输入级部分包括第一晶体管T1和第二晶 体管T2；偏置级部分包括第一偏置电流源I1；运算放大级部分包括第三晶体管 T3、第四晶体管T4、第五晶体管T5、第六晶体管T6、第二偏置电流源I2和第 三偏置电流源I3。第一晶体管T1的控制极耦合到第一输入端V_in1，第一极耦合 到第一节点31，第二极耦合到第一节点32。第二晶体管T2的控制极耦合到第 二输入端V_in2，第一极耦合到第一节点31，第二极耦合到第三节点33。第一偏 置电流源I1的一端耦合到第一节点31，另一端耦合到第二电压源即低电平电源 V_L。第三晶体管T3的控制极耦合到第二偏置电压源V_B2，第一极耦合到第四节 点34，第二极耦合到第二节点32。第四晶体管T4的控制极耦合到第二偏置电 压源V_B2，第一极耦合到第五节点35，第二极耦合到第三节点33。第五晶体管 T5的控制极与第二极短接，而且耦合到第四节点34，第一极则耦合到低电平电 源V_L。第六晶体管T6的控制极耦合到第四节点34，第二极耦合到第五节点35， 第一极耦合到低电平电源V_L。第二偏置电流源I2的电流输入端耦合到第一电压 源即高电平电压源V_DD，电流输出端耦合到第二节点32。第三偏置电流源I3的 电流输入端耦合到高电平电压源V_DD，电流输出端耦合到第三节点33。偏置电 流源和偏置电压源为整个电路提供了静态工作点，使得电路中各个器件处于正 确的直流工作状态，从而可对输入的小信号实现放大的功能。

根据基本电路原理可知：

I₁=I_T1+I_T2   （1）

I₂=I_T1+I_T3   （2）

I₃=I_T2+I_T4+I_OUT   （3）

由于I₁和I₂是恒定电流值，所以，I₁的差分等于0，于是等式（1）的左右 两边差分的结果是I_T1和I_T2的差分值之和等于0，于是根据等式（1）的差分结 果可以得到等式（4），同理对等式（2）求差分得到等式（5）：

ΔI_T2=-ΔI_T1   （4）

ΔI_T3=-ΔI_T1   （5）

由于第五晶体管T5和第六晶体管T6连接成电流镜的形式，而且第三晶体 管T3和第四晶体管T4呈共栅连接形式，故第三晶体管T3和第五晶体管T5的 电流变化能够等量地镜像到第四晶体管T4和第六晶体管T6上，即

ΔI_T4=ΔI_T3   （6）

然后对等式（3）求差分，并利用式（4）～（6）可以得到：

ΔI_OUT=2ΔI_T1=-2ΔI_T2   （7）

从等式（7）可以知道：

（1）输出电流值I_OUT等于输入电流I_T1和I_T2之差，即I_OUT=I_T1-I_T2。

（2）当I_T1增加时或者I_T2减小时，输出电流I_OUT增加，输出端口电位被上 拉；当I_T1减小或者I_T2增加时，输出电流I_OUT减少，输出端口电位被下拉。

图4和图5示例性地描述了当输入为正弦信号（见图4）时，图3所示输出 缓冲放大器电路的输出的SPICE（Simulation Program with Integrated Circuit  Emphasis，以集成电路为重点的仿真程序）模拟结果（见图5）。如图4所示， Vin1和Vin2的周期均为20μs，变化范围是7.45～7.55，即正弦输入信号频率为 50KHz、幅值为0.1V，此时图5所示的对应的Vout的变化范围是6.6～8.3，即放 大器电路的输出幅值约为1.7V。所以，这种放大器电路的输出放大倍数达到17 倍。

图3所示只是基于氧化物TFT的输出缓冲放大器电路实现的框图。现行的 氧化物TFT只有N型器件而缺少实用的P型器件，这增加了采用氧化物TFT来 实现图3中所示意的三个电流源（第一电流源I1、第二电流源I2和第三电流源 I3）的难度。已有研究发现，氧化物TFT的阈值电压具有较大范围的可调节性。 通过对有源层的等离子处理，或者调整有源层的厚度，使用双栅氧化物TFT等 方式，在同一块TFT面板上，不仅能够制作出正阈值电压的氧化物TFT，即增 强型TFT，而且可以制作出负阈值电压的氧化物TFT，即耗尽型TFT。通过这 两种阈值电压TFT器件的配合，也有可能构造实现图3所示的这种输出缓冲放 大器电路。值得一提的是，这种构造方式仍然是基于N型TFT，而没有引入P 型TFT。

图6、图7和图8示例性地描述了耗尽型和增强型氧化物TFT的转移特性 和输出特性。图6比较了耗尽型氧化物TFT（D-TFT）和增强型氧化物TFT （E-TFT）的转移特性，这两种器件的沟道长度都为4μm，沟道宽度都为4μm。 其中，耗尽型氧化物TFT的阈值电压约为-3V，增强型氧化物TFT的阈值电压 约为2V。图7是耗尽型氧化物TFT输出特性，其沟道长度和宽度均为4μm。在 扫描输出特性时，在一定的栅极-源极电压偏置情况下，漏极-源极的电压从0V 增加到30V，而栅极-源极电压从-4V增加到2V。对于耗尽型氧化物TFT而言， 即使其栅极-源极电压设置为0V，即栅极-源极短接，晶体管仍然处于开启状态。 而且当漏极-源极电压大于6V之后，栅极-源极短接的耗尽型氧化物TFT的输出 特性曲线较为平滑，这意味着其具有较大的小信号输出电阻。如图8所示，对 于增强型氧化物TFT而言，当栅极-源极电压大于3V之后，晶体管进入开启状 态。以栅极-源极电压等于5V为例，当漏极-源极电压大于6V之后，增强型氧 化物TFT的输出特性曲线较为平滑，这意味着其具有较大的小信号输出电阻。 总而言之，图6-图8说明可以合理地偏置增强或者耗尽型的氧化物TFT，从而 使得其具有较大的小信号输出电阻。

图9示例性地描述了一种基于增强型、耗尽型氧化物TFT的单级输出缓冲 放大器电路。在这种单级放大器电路中，采用控制极-第一极短接的耗尽型氧化 物TFT作为恒流源，实现了图3的示意图里的第二偏置电流源I2和第三偏置电 流源I3，即第二偏置电流源I2为耗尽型氧化物晶体管T7，第三偏置电流源I3 为耗尽型氧化物晶体管T8，而第一偏置电流源I1的实现方式可以采用增强型 TFT也可以用耗尽型TFT实现。其中，第七晶体管T7和第八晶体管T8的阈值 电压均为负值，而且第七晶体管T7的控制极短接到第一极，而且耦合到第一晶 体管T1的第二极和第三晶体管T3的第二极，第七晶体管T7的第二极耦合到高 电平电压源V_DD。第八晶体管T8的控制极短接到第一极，而且耦合到第二晶体 管T2的第二极和第四晶体管T4的第二极，第八晶体管T8的第二极耦合到高电 平电压源V_DD。

如图6-图8所示，对于耗尽型氧化物TFT而言，当控制极-第一极短接，第 二极接高电平时，其将工作于饱和工作区域，输出一恒定的电流。因此，可以 将这种控制极-第一极短接的耗尽型氧化物TFT等效为恒流源。恒流源的特点是， 输出恒定电流，其输出电流的大小几乎不随输出电压的改变而变化，因此其小 信号等效电阻近似为无穷大。于是，输入TFT产生的小信号电流将在较大的小 信号输出电阻上产生较大的小信号电压。等效地说，即产生较大的电压增益。

从等式（7）可以推导得到，小信号增益可以表示为：

$A_{\mathrm{dc}}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{N1}-V_{\mathrm{IN}2}}\approx {2g}_{\mathrm{mT}1}[r_{\mathrm{ds}2}//r_{\mathrm{ds}8}//g_{\mathrm{mT}4}{r}_{\mathrm{ds}4}{r}_{\mathrm{ds}6}]---\left(8\right)$

其中，A_dc表示小信号增益，g_mT1和g_mT4分别表示第一晶体管T1和第四晶 体管T4的小信号跨导，r_ds2、r_ds8、r_ds4和r_ds6分别表示第二晶体管T2、第八晶体 管T8、第四晶体管T4和第六晶体管T6的小信号输出电阻。

图9所示的这种输出缓冲放大器电路可具有如下几个优势：

（1）所有器件均由N型氧化物TFT构成，工艺简单，不需要大幅度地修 改氧化物TFT工艺，实现难度较低；

（2）单级输出缓冲放大器电路的器件数量较少，结构简单，使具有较小的 版图面积和较高的良率成为可能；

（3）通过小信号分析可知，由于输出端V_out耦合到增强型氧化物TFT（即 第二晶体管T2和第四晶体管T4）的第二极，而且与耗尽型氧化物TFT（即第 八晶体管T8）形成恒定电流源并联，因此这种单级输出缓冲放大器具有较大的 小信号等效电阻，从而输出缓冲放大器具有较高的放大倍数。

（4）由于耗尽型氧化物TFT（即晶体管T7和T8）的控制极-第一极被短接， 其栅介质层内的电场强度近似于0，所以耗尽型氧化物TFT的电学特性漂移较 小，其能够较长时间地稳定工作，提供恒稳电流。

实施例2：

为了进一步提高放大器电路的放大倍数，提高输出带负载能力，可以通过 多级的放大器电路予以实现。基于图9所示的放大器电路，图10示例性地描述 了基于耗尽-增强模式的多级输出缓冲放大器电路，包括：输入级部分、偏置级 部分、运算放大级部分和输出放大级部分。偏置级部分的第一偏置电流源I1采 用增强型氧化物晶体管T13表示，其中晶体管T13的控制极连接第一偏置电压 源V_B1，第一极耦合到第一晶体管T1的第一极，第二极耦合到低电平电源V_L。 当然偏置级部分的偏置方式也可以是如图11所示，此时晶体管T13的控制极与 其第二极耦合，且第二极与低电平电源V_L耦合，第一极耦合到第一晶体管T1 的第一极。这里输入级部分、偏置级部分和运算放大级部分的构成和原理已经 在前面实施例中做了阐释，这里不同之处只有输出放大级部分。输出放大级部 分包括第九晶体管T9、第十晶体管T10、第十一晶体管T11和第十二晶体管T12。 其中，第十晶体管T10和第十二晶体管T12为耗尽型TFT，第九晶体管T9和第 十一晶体管T11为增强型TFT。第九晶体管T9的控制极耦合到运算放大级部分 的输出端口，第一极耦合到低电平电源V_L，第二极耦合到第十晶体管T10的第 一极。第十晶体管T10的控制极短接到其第一极，第二极耦合到高电平电压源 V_DD。第十一晶体管T11的控制极耦合到第十晶体管T10的第一极，第一极耦合 到低电平电源V_L，第二极耦合到输出端口V_OUT。第十二晶体管T12的控制极短 接到其第一极，且耦合到输出端口V_OUT，第二极耦合到高电平电压源V_DD。

图12和图13示例性地描述了图10所示的这种基于耗尽-增强模式的多级输 出缓冲放大器电路的频率响应。其中图12是输入信号频率从10Hz增加到 100MHz时，多级输出缓冲放大器电路的放大倍数变化曲线；图13是多级输出 缓冲放大器电路的相位变化曲线。从放大倍数来看，这种基于N型氧化物TFT 的多级输出缓冲放大器电路具有超过40dB的放大倍数，而且在1MHz的频率附 近仍然具有较大的放大倍数。因此，这种输出缓冲放大器有可能给应用到SOP 显示器内，较快速地高分辨率地实现列信号驱动。

综上，本实施例中，图10所示多级输出缓冲放大器提出了增加输出放大级 的解决方案，进一步提高了放大倍数。

实施例3：

SPICE模拟结果表明，图10所示的这种放大器电路的相位裕度只有10度 左右，因此在输入较高频率信号时容易产生振荡，造成输出信号的不稳定。为 了提高图10所示的放大器的稳定性，减少输出信号的振荡，可以通过引入米勒 反馈电容。基于图10所示的放大器电路，图14示例性地描述了引入补偿的放 大器电路。该反馈电容C_P的一端耦合到第四晶体管T4的第二极，其另一端耦 合到第十一晶体管T11的控制极。于是在运算放大级部分的输出接点上等效地 引入了一个大电容，其能够形成一个低频段的主极点。

放大器极点的形成主要是因为在放大器的内部以及输出节点上存在寄生电 容或者负载电容，这些电容构成的阻容延迟（RC delay）使得放大器的响应速度 变慢：即放大器的输出并不能瞬时地跟上输入信号的变化，而是相比于输入信 号的变化有一定的滞后。在输入信号的频率变高后，输出信号的滞后效应将更 为显著。频率响应的滞后，一方面表现在幅-频响应曲线上，放大幅度随着频率 的增加而降低，另一方面表现在相-频响应曲线上，相位随着频率的增加而滞后。 因此“极点”对应于放大器幅度-频率响应曲线上，开始出现显著转折的频率点， 第一极点、第二极点分别表示从低频往高频方向出现的第一个显著的转折频率 点、第二个显著的转折频率点，以此类推。实际的放大器的正常工作区间应该 是第二极点之前的低频段，因此这里所说的主极点也就是第一极点。在第二极 点附近，由于放大器响应的相位滞后已经较为显著，高频段的输出甚至比低频 段的输出滞后180°相位，如若在这种情况下，放大信号的幅度却仍然较大，则 这种放大器电路的工作点有可能受到高频信号的扰动而发生严重的振荡，造成 整体电路的不稳定。因此，图14电路中引入补偿电容，其一端耦合到运算放大 级部分的输出，另一端耦合到输出放大电路的输出，小信号分析表明这样的连 接方式近似于在运算放大级部分的输出节点上引入一个大负载电容，从而将第 一极点往低频段移动，加速了第一极点到第二极点过程中幅-频响应曲线的衰减。 于是，在相-频响应曲线在滞后180°之前，幅-频曲线上幅度已经衰减到较小的 值，从而避免了放大器工作过程中的振荡，增强了电路的稳定性。

通过上述对电路的简单的零极点分析可以知道，该主极点的引入可以拉开 第一极点和第二极点之间的距离，从而增加放大器的相位裕度。

图15和图16示例性地描述了SPICE模拟的米勒补偿以后的频率响应。其 中图15是输入信号频率从10Hz增加到100MHz时，多级放大器电路的放大倍 数变化曲线；图16是多级放大器电路的相位变化曲线。SPICE模拟结果表明， 引入米勒补偿电容以后，放大器的相位裕度增加到70度左右，从而提高了稳定 性，减少了放大器电路的输出中产生振荡的可能性。

综上，本实施例中，图14所示多级输出缓冲放大器提出了增加稳定频率响 应的补偿电容，减少了输出缓冲放大器的输出中产生振荡的可能性。

实施例4：

图17示例性地描述了一种基于耗尽-增强模式的多级输出缓冲放大器的完 整电路图，其包括：输入级部分、运算放大级部分、输出放大级部分和偏置级 部分（又称偏置电路）。其中输入级部分、运算放大级部分和输出放大级部分的 构成和原理已经在前面实施例中给出了阐释，这里的不同之处在于偏置级部分。

偏置级部分除了前述的第十三晶体管外，还包括第十四晶体管T14、第十五 晶体管T15和第十六晶体管T16。其中，第十四晶体管T14和第十五晶体管T15 是增强型氧化物TFT，第十六晶体管T16是耗尽型氧化物TFT。第十四晶体管 T14的控制极短接到其第二极，而且与第十三晶体管T13的控制极耦合在一起， 第十四晶体管T14的第一极耦合到低电平电源V_L。第十五晶体管T15的控制极 耦合到运算放大级部分的第三晶体管T3的控制极，第一极耦合到第十四晶体管 T14的第二极，第二极耦合到第十六晶体管T16的控制极。第十六晶体管T16 的控制极短接到其第一极，而且第十六晶体管T16的第二极耦合到高电平电压 源V_DD。

综上，本实施例中，图17所示多级输出缓冲放大器提出了增加偏置电路的 解决方案，其给其余各级电路如输入级部分、运算放大级部分、输出放大级部 分等提供准确的偏置电压，从而使得这些部分的电路能正常地工作，此外，图 17的方案总体结构较为简单，放大倍数较高，而且具有较好的频率稳定性。

基于以上实施例的输出缓冲放大器，本申请一种实施例还提供了一种数模 转换器电路、一种采用该数模转换器电路的数据驱动电路、以及一种采用该数 据驱动电路的显示装置。一些实例中，显示装置可以是液晶显示器、有机发光 显示器、电子纸显示器等，而显示装置所采用的面板可以是液晶显示面板（TFT LCD）、有机发光显示面板（TFT OLED）、电子纸显示面板（E-paper）等。

以上内容是结合具体的实施方式对本申请所作的进一步详细说明，不能认 定本申请的具体实施只局限于这些说明。对于本申请所属技术领域的普通技术 人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换。