不连续模式DC/DC转换器的同步整流器定时器

摘要

本发明涉及不连续模式DC/DC转换器的同步整流器定时器。DC-DC转换器（100）包括将输入功率端子（VIN）连接到电感器（114）的开关晶体管（M0）；其中所述电感器（114）也被连接到输出功率端子（VOUT），同步整流器晶体管（M1）被连接到所述电感器（114）和所述开关晶体管（M0）之间的连结节点（113），以及同步整流器控制电路（200），其中一个集成电容器（226）有被第一和第二电流源（210、220）充电以及放电的电压以追踪所述电感器电流的充电以及放电，从而生成被应用于所述同步整流器晶体管以给所述电感器电流放电至零的同步整流器控制信号（SR）。

说明书

技术领域

本发明通常指电压转换器及其操作方法。一方面，本发明涉及同 步整流器电压转换器电路的制作和使用。

背景技术

DC/DC功率转换器电路或设备在很多便携式电池供电的电子设 备中是很重要的，例如电池供电的手机和笔记本电脑。通常，通过接 受DC输入电压并且由此产生可能与DC输入电压有不同电压电平的 DC输出电压，DC/DC电路将DC功率从一个电压转换到另一个电压。 例如，DC-DC转换器可能使用充电电感器和负载电容器以将相对高输 入电池电压转换到较低或负DC输出电压。在输出负载所需要的能量 足够小以在短于整个换流周期的时间被转移的情况下，在周期的部分 期间，不连续模式DC-DC转换器在通过充电电感器的电流降至零并 保持在零的地方被提供，以便电感器在换流周期结束时被完全放电。 由于控制电感器放电的精确度的限制，如果电感器放电被停止的太晚， 不连续模式DC-DC转换器易受反向电流事件的影响，引起反向电流 从连接到负载电路的输出端子通过电感器流入到接地端子。当反向电 流发生时，DC-DC转换器的功率转换效率受损。尽管已提出了改进不 连续模式DC/DC转换器的开关控制的解决方案，它们通常需要消耗 过多功率的大型电路。

因此，需要改进的DC/DC转换器设备及其相关操作方法以克服 本领域中的问题，例如上面所概述的。在参照附图和以下详细说明书 来阅读本发明申请的剩余部分之后，常规方法和技术的进一步限制和 缺点对于本领域所属技术人员来说是很明显的。

附图说明

当结合附图考虑以下详细说明书时，本发明可被更好的理解，并 且其多个目的、特征以及优点可以被获得，其中：

图1是不连续模式DC/DC转换器的简化电路原理图；

图2根据选定的第一实施例，是不连续模式DC/DC转换器的同 步整流器控制定时器的简化电路原理图；

图3以图表的形式描绘了一组电路仿真波形以说明受控于图2中 所显示的同步整流器控制定时器的不连续模式DC/DC转换器的操作； 以及

图4根据本发明选定的实施例，是用于生成同步整流器控制信号 的各种方法的流程图说明。

具体实施方式

不连续模式DC/DC转换器的同步整流器控制定时器及其相关 的操作方法被描述以通过测量DC/DC转换器中的充电电感器的接通 时间准确地和有效地控制同步整流器晶体管，以及由此生成合适的关 闭时间信号以用于“关闭”DC/DC转换器的同步整流器。在选定的实 施例中，同步整流器控制定时器作为集成器被实现；所述集成器使用 了以与电压差ΔV=VIN-VOUT成比例的速率被充电，以及以与输出 电压VOUT成比例的速率被放电的电容器。通过初始化集成器电容器 到开始值，集成器被配置以测量电感器的接通时间并且给电容器充电 到高于开始值与电感器电流成比例的量的电压，然后有效地计算瞬间 “关闭”DC/DC转换器的同步整流器的合适的关闭时间信号，从而防止 反向电流，而不需要大量的和低效的电流测量电路。在选定的示例实 施例中，DC-DC转换器包括连接到连结节点和功率输出端子之间的电 感器，第一开关晶体管连接功率输入端子和连结节点以用于给电感器 充电以响应第一控制信号，以及同步整流器晶体管被连接到连结节点 和接地参考电压之间以用于给电感器放电以响应第二控制信号。在开 关操作周期的初始接通时间部分期间，第一控制信号导通第一开关晶 体管，引起电流从未调节的电压VIN通过第一开关晶体管和电感器流 至电源电流以保持通过在功率输出端子和地之间的输出负载电容器和 /或通过任何外部负载的输出电压VOUT希望的值。在开关操作周期 的接通时间部分期间，连结节点处的电压是高的（例如，VIN），引 起电感器电流以与VIN-VOUT成比例的速率增加。在开关操作周期 的关闭时间部分期间，第一控制信号“关闭”第一开关晶体管以及第 二控制信号“导通”同步整流器晶体管，引起减少的电流从地流到至 负载的电感器，其中电流以与VOUT成比例的速率减少。第二控制信 号T_OFF的持续时间受集成器电路控制；所述集成器电路有效地测量电 感器的开关操作周期的接通时间部分的持续时间并且由此生成合适的 关闭时间信号。通过将集成器电容器初始化到初始电压值，然后以与 VIN-VOUT成比例的速率充电，然后以与VOUT成比例的速率放电， 集成器处的电压达到初始电压值，同时电感器电流达到零。以这种方 式，当集成器电压返回到初始电压值时，比较器可被使用以进行检测， 由此“关闭”第二控制信号。

通过参照附图，本发明的各种说明实施例现在将被详细地描述。 虽然各种细节在下面的描述中被陈述，应了解本发明可在没有那些具 体细节的情况下实施，并且很多特定实现的决定可对在此描述的本发 明作出以实现电路设计者的特定目标，例如符合工艺技术或与设计相 关的约束。所述技术和约束在不同实现之间是不同的。虽然这种开发 工作可能是复杂的并且是费时的，然而对获得本公开的利益的本技术 领域中的那些普通技术人员来说，其可以是例行任务。例如，选定的 方面以简化原理图的形成而不是详细的被显示，目的是为了避免限制 或模糊本发明。此外，本发明提供的一部分详细说明根据计算机存储 器内对数据的算法或运算被呈现。这种描述和表示被那些本领域所属 技术人员用来给本领域其它技术人员描述或传达他们的工作的实质内 容。参照附图本发明的各种说明实施例在下面将被详细描述。

图1显示了用于将输入电压VIN转换到输出电压VOUT的 DC/DC转换器100的简化电路原理图。所描述的DC/DC转换器100 包括输出功率开关级120和外部LC滤波器130。正如所描述的，输 出功率开关级120包括串联连接功率输入端子（例如，VIN）和第一 参考电压（例如，地）之间的第二NMOS同步整流器晶体管M1的第 一PMOS开关晶体管M0，从而限定内部连结节点113。第一和第二 晶体管M0、M1分别受第一控制信号ON和第二控制信号SR控制， 其中第一控制信号ON被显示为在被应用于第一晶体管M0的栅极端 子112之前被反相器111进行反相，并且其中第二控制信号SR被显 示为被直接应用于第二晶体管M1的栅极端子。然而，应了解晶体管 和控制信号的其它类型和排列可以根据所期望的被使用以实现输出功 率开关级120的功能。所描述的外部LC滤波器130包括被连接到连 结节点113和功率输出端子117之间的电感器L1。此外，滤波器电容 器C0115和负载电阻R0116并联耦合于功率输出端子117和地之间。

为了以不连续模式操作DC/DC转换器100，第一和第二控制信 号、ON以及SR，按顺序被应用于输出功率开关级120使得第一开关 晶体管M0转到“ON”以给L1电感器114充电以响应第一控制信号 ON，并且使得第二同步整流器器晶体管M1转到“ON”以给L1电感器 114放电以响应第二控制信号SR。尤其是，在开关操作周期的初始接 通时间部分期间，第一控制信号ON把第一开关晶体管M0转到“ON”， 引起电流从功率输入端子VIN通过第一开关晶体管M0和电感器L1 114流动以供应电流以保持功率输出端子117之间的输出负载电容器 115两端的和/或任何附加外部负载116两端的输出电压VOUT的希望 的值。在开关操作周期的接通时间部分期间，连结节点113处的电压 是是高的（例如，VIN），引起电感器电流以与VIN-VOUT成比例的 速率增加。此外，流到C0负载电容器115的电感器电流使VOUT的 值大约保持在希望的调节值。在开关操作周期的关闭时间部分期间， 第一控制信号ON把第一开关晶体管M0转到“OFF”，并且第二控制 信号SR把同步整流器器晶体管M1转到“ON”，引起电感器电流从 地通过电感器114流到输出117，以与VOUT成比例的速率进行衰退。 为了避免反向电流，同步整流器晶体管M1必须只在第一开关晶体管 M0被转到“OFF”和L1电感器114电流返回零之间的时间间隔被转到 “ON”。

为了能够准确地和有效地控制开关操作周期的关闭时间部分的 持续时间，根据选定的第一实施例，图2公开了不连续模式DC/DC 转换器的同步整流器控制定时器电路200。一般来说，控制定时器电 路200包括第一和第二电流源210、220；所述第一和第二电流源被耦 合以通过电流给C1集成电容器226充电以及放电，并且生成被提供 给比较电路230的电压电平；当电容器电压返回初始参考输入电压时， 比较电路230进行检测，并且由此生成第二控制信号SR。通过分别选 择电流源210、220与VIN及VOUT的值成比例的，C1集成器电 容器226上的电压以与L1电感器114上的电感器电流成比例地上升 和下降。

在示例实施例中，第一电流源210可以通过电流镜配置来实现。 例如，第一和第二PMOS晶体管211被显示为背靠背连接到公共栅极 端子214。第一PMOS晶体管211可以是被源极-漏极连接到输入电压 VIN和电流源212之间以用于提供第一电流值（例如，VIN/R），其 中PMOS晶体管211的栅极和源极被连接到公共栅极端子214。第二 PMOS晶体管213被源极-漏极连接到输入电压VIN和电流输出端子 215之间并且受公共栅极端子214门控（gate）。有了这个配置，每当 第一控制信号ON把第一NMOS开关设备S0转到“ON”，电流源210 生成大约与输入电压VIN成比例的第一充电电流I1（例如，I1 =VIN/R），从而给充电节点225和连接到那的C1电容器226进行充 电。

以类似方式，第二电流源220可以通过电流镜配置来实现，其中 第一和第二NMOS晶体管222、224被背靠背连接到公共栅极端子 223。第一NMOS晶体管222可以被源极-漏极连接到电源电压（例如， 地）和电流源221之间；电流源221被连接到输出电压VOUT以提供 第二电流值（例如，VOUT/R）。其中NMOS晶体管222的栅极和源 极被连接到公共栅极端子223。第二NMOS晶体管224被源极-漏极连 接到接地电源电压和充电节点225之间并且受公共栅极端子223门控。 有了这个配置，电流源220生成与输出电压VOUT成比例的第二放电 电流I2（例如，I2=VOUT/R）。

每当第一控制信号把第一NMOS开关设备S0转到“ON”时，充 电节点255同时被来自电流源210、与VIN/R成比例的电流充电，并 且被电流源220以与VOUT/R成比例的电流放电。因此，净电流等于 这些电流的差，即（VIN-VOUT）/R。

同步整流器控制定时器电路200还可包括用于将节点225处的集 成电容器C0初始化为方便的初始或开始电压值的初始化电路250。虽 然可以使用各种不同初始化电路，图2显示了初始化电路250包括开 关晶体管S1（例如，NMOS晶体管）；开关晶体管S1被漏极-源极连 接到充电节点225和第一电压源252之间以在节点225处提供初始参 考输入电压（例如，500mV）。每当开关晶体管S1被转到“ON”时 （例如，被接收的RUN信号，其在被施加于开关晶体管S1的栅极之 前通过反相器电路215反相），充电节点225被连接到初始参考输入 电压。否则，当NMOS开关晶体管S1被转到“OFF”时，充电节点 225能够被充电及放电。以这种方式，当RUN信号是低时初始化电路 250被转到“ON”以在初始参考输入电压处保持或者初始化C1电容器 226，并且当RUN信号是高时，初始化电路250被转到“OFF”，允许 C1电容器226上的电压类似于L1电感器114中的电流来上升和下降。

在比较电路230中，来自第一电压源252的输入和充电节点225 处的电容器电压被比较以检测C1电容器何时放电回初始参考输入电 压。当这个发生时，比较电路230驱动第二控制信号SR在输出端子 242处“低”以把同步整流器晶体管M1转到“OFF”。虽然各种不同SR 控制信号生成电路可以被使用，图2显示了比较输入253、225被提供 给比较器231，比较器231比较各输入并且切换其输出232以指出哪 个更大。在初始化期间，当充电节点225跨开关晶体管S1耦合于第一 电压源252时，比较器在输出232处输出“高”信号。然而，只要节点 225处于大于节点253处的输入参考电压的电压，比较器231在输出 232处输出“低”信号以表示节点225处的电压高于输入节点253处的 输入参考电压。一旦充电节点225处的集成电容器电压返回到输入参 考电压或更低，比较器231在输出232处输出“高”信号。

比较器输出232和第一控制信号ON然后可以被逻辑地结合以在 输出端子242处生成第二控制信号SR以便当第一控制信号ON达到 “LOW”时转到“ON”，并且当充电节点225处的集成电容器电压被放 电到输入参考电压时转到“OFF”。在示例实施例中，比较器输出信号 232和第一控制信号ON通过首先分别以反相器234、233反相信号， 然后将生成的反相信号235、236应用于NAND门设置-重置（SR） 触发器设备而被逻辑地结合。制作单一位SR触发器的一种相对直接 的方法是将一对交叉耦合的双输入NAND门连接到一起以形成有源 的低SR NAND门锁存器，其中有从每一NAND门输出到其中一个其 它NAND门输入的反馈。在图2中，SR触发器包括交叉耦合的NAND 门237、238，其中第一NAND门238接收反相的第一控制信号235 作为设置输入，而第二NAND门237接收反相的比较器输出信号236 作为重置输入。来自第一NAND门238的输出239是给双输入AND 门241提供输出的RUN信号；双输入AND门241也接收反相的第一 控制信号235作为输入。有了输入235、239，AND门241生成第二 控制信号SR以便当第一控制信号ON达到“LOW”时转到“ON”，并 且当充电节点225处的集成电容器电压被放电到输入参考电压时转到 “OFF”。

通过适当地将第一和第二电流源210、220分别设计为与VIN和 VOUT电压成比例，在C1电容器226处当它充电及放电时电容器电 压变化的速率（例如，斜率）与DC/DC转换器中的L1电感器114处 的电流变化速率或斜率成比例。尤其是，当被充电或者斜升时（当第 一控制信号ON是“高”时）在L1电感器114处的电感器电流的斜率 与输入和输出电压之间的差（VIN–VOUT）成比例。类似地，当被 充电或者斜升时（当第一控制信号ON是“高”时）C1电容器226处 的电容器电压的斜率与输入和输出电压之间的差（VIN–VOUT）成 比例。类似地，集成电容器电压和电感器电流的放电速率或斜率当被 斜降时（例如，当第一控制信号ON是“低，并且第二控制信号SR是 “高”时）与输出电压（VOUT）成比例。以这种方式，当第一控制 信号是ON并且电感器电流正在增加时，电感器电流的斜率和电容器 电压的斜率都与VIN-VOUT成比例，因为电容器电压的斜率取决于电 流源210和220，其总值与VIN-VOUT成比例。相反，当第一控制信 号是OFF并且电感器电流正在朝零减小时，电感器电流的斜率和电容 器电压的斜率都与VOUT成比例，因为电容器电压的斜率只取决于电 流源220。有了这种关系，没有必要直接测量电感器电流，因为比较 电路230通过检测电容器电压何时返回到初始参考电压值提供了电感 器电流何时为零的指示。

为了进一步说明本发明选择的实施例，现在参照图3，图3以图 表的形式描绘了一组电路仿真波形300以说明受控于图2中所显示的 同步整流器控制定时器的不连续模式DC/DC转换器的操作。在这个 例子中，输入电压VIN=5V，输出电压VOUT=2V，提供给各种电 路元件的第一电源电压VDD=1.5V，并且接地电源电压VSS=0V。 然而，本领域所属技术人员应了解在图3中所说明的电压和电流值是 示例的并且其它值在本发明中是可能的。

如图3所显示的，激活DC/DC转换器过程以及同步整流器的第 一控制信号被表示为作为时间（t）函数的电压（ON）信号370。参 照图1-图2，第一控制信号370被应用以激活第一开关晶体管M0（以 开始给电感器L1充电）和第一开关设备S0（以将第一电流源210连 接到电容器226），并且在反相器234处作为至比较电路230的输入。 在0V和5V之间跃迁的第一控制信号370包括第一”高”跃迁371和第 二“低”跃迁372，它们限定了有合适持续时间的正接通时间充电脉冲。 正如下文所描述的，这些转换371、372发起了电感器和电容器的充电， 并且也控制了第二控制信号（SR）的生成。在接通时间充电脉冲之前， 没有电流流过L1电感器，并且在节点113处的电感器电压处于2V （VOUT）。电容器C1被保持在任意值（500mV）直到ON信号发 生。

响应于在1μs处第一控制信号370中的“高”跃迁371，如在302 处所表示的，DC/DC转换器中的电感器开始以接通持续时间来充电。 在开关和电感器连结处的生成的电压被表示为作为时间（t）函数的电 压（L1）信号360，并且是出现在DC/DC转换器的内部连结节点113 处的电压。从初始电压（例如，2v）开始，电压信号360包括第一“高” 跃迁361（从2v到5v）和第二“低”跃迁362（从5v到接近零），它 们限定了有受第一控制信号370的脉冲宽度控制的持续时间的正接通 时间电感器充电脉冲。以第一“高”跃迁361，连结（113）电压通过开 关晶体管M0被拉到输入电压VIN，并且，电感器电压在充电时间 （T_ON）的持续期间仍保持在输入电压电平。在接通时间电感器充电 脉冲之后，电感器电压通过同步整流器晶体管M1保持在接近零伏特， 直到被第二控制信号（SR）释放，此时电压363充满一些寄生电容同 时回到初始电压。

为了响应“高”连结电压360，如302处所表示的，DC/DC转换 器中的电感器中的电流在接通时间期间开始斜升311。生成的电感器 电流被表示为作为时间（t）函数的电流（I_L）信号310，并且是DC/DC 转换器的L1电感器114中的电流。从初始电感器电流（例如，0mA） 开始，电感器电流信号310以斜升斜率311开始增加。正如本发明所 公开的，电感器电流充电斜率311的斜率与输入和输出电压之间的差 （VIN-VOUT）成比例。如波形310所显示的，电感器电流在电感 器充电时间（T_ON）期间持续充电，达到了峰值电流值I_PEAK=（（VIN –VOUT）×T_ON）/L1。

如303处所表示的，第一控制信号370中的“高”跃迁371也引 起“运行”波形330达到“高”。生成的“运行”波形电压被表示为作为时 间（t）函数的电压（运行）信号330，并且是作为定时器控制电路200 的初始化电路250的控制信号被应用的电压。在0V和1.5V之间跃 迁的“运行”波形信号330包括第一“高”跃迁331以及第二“低”跃迁 332，它们限定了窗口；在该窗口期间，电容器C1被释放以及电容器 C1的电压自由上升和下降。因为只要发起或“运行”波形330是“高” 并且被反相器251反相以门控开关晶体管S1，C1电容器226处的电 压从电压源252中释放，并且类似于L1电感器114中的电流上升和 下降。相反地，如跃迁332所表示的，当“运行”波形330返回到“低”时， 开关晶体管S1被转到“ON”以短路或将C1电容器连接到第一电压源 252提供的初始电压值。

当“运行”波形330和第一控制信号370都是“高”时，定时器控 制电路200中的电容器226如304处所表示的被充电。电容器处的生 成的电压被表示为作为时间（t）函数的“C1”电压信号340，并且是在 定时器控制电路200的充电节点225处测量的电压。从初始偏移电压 （例如，500mV）开始，电容器电压信号340在以接通持续时间341 开始斜升。正如本发明所公开的，在间隔341期间，斜升电压的斜率 与输入和输出电压（VIN-VOUT）之间的差成比例，并且在电感器充 电时间（T_ON）期间，电容器电压继续增加，达到了峰值电压值V_PEAK=（VIN–VOUT）/（R×C1），其中R是电阻值，该电阻可以被 用于电流源212和221以分别生成与VIN和VOUT成比例的电流。

正如从前面可以看到的，第一控制信号370的接通时间充电脉冲 被使用以与VIN-VOUT成比例的速率同时增加在DC/DC转换器中的 L1电感器电流以及在定时器控制电路200中的C1电容器电压。并且 当显示在“低”跃迁372处的接通时间充电脉冲结束时，L1电感器电 流和C1电容器电压都通过断开输入电压VIN并同时提供放电路径开 始减少。尤其如401所表示的，第一控制信号中（在1.5μs）的“低” 跃迁372引起同步整流器（SR）波形350达到“高”，如351所表示的。 生成的“SR”波形电压被表示为作为时间（t）函数的电压信号350。在 图1-图2中，SR波形是由定时器控制电路200的比较电路230生成 的电压并且作为第二控制信号SR应用于DC/DC转换器的同步整流器 晶体管M1。在0V和1.5V之间跃迁的“SR”波形信号350包括第一 “高”跃迁351和第二“低”跃迁352，它们限定了其中L1电感器和电容 器C1被放电的关闭时间放电持续时间。“SR”波形信号350是应用于 DC/DC转换器的同步整流器晶体管M1的同步整流器驱动信号。

在DC/DC转换器100中，第一控制信号和第二控制信号被应用 以将输入电压VIN从内部连结节点113断开（通过关闭第一开关晶体 管M0）并且驱动内部连结节点113朝向接地（通过导通同步整流器 晶体管M1）进行。这在402处表示，其中第一控制信号“低”跃迁372 和SR控制信号“高”跃迁351结合以将电感器电压波形360驱动到低。 并且如403所表示的，激活的同步整流器晶体管M1允许L1电感器 开始减少，导致了电感器电流降低具有与输出电压VOUT成比例的斜 率的斜率312。假定在被充电T_ON之后达到了峰值电感器电流值I_PEAK， 电感器放电时间T_L1-OFF=I_PEAK×L1/VOUT=（（VIN–VOUT） ×T_ON）/VOUT。

同时，第一控制信号370在定时器控制电路200内被应用以断开 电流源210（通过关闭开关设备S0），使得集成节点225通过第二电 流源220被放电朝向接地。如404处所指示的，C1电容器通过第二电 流源220进行放电，导致了放电电压斜升342具有与输出电压VOUT 成比例的放电速率。假定在被充电T_ON之后达到了峰值电容器电压值 V_PEAK，电容器放电时间T_C1-OFF=V_PEAK×C1×R/VOUT=（（VIN -VOUT）×T_ON）/VOUT，其中R是电阻值，该电阻可以被用于电流 源212和221以分别生成与VIN和VOUT成比例的电流。

正如从前面可以看到的，L1电感器和C1电容器的放电时间 T_L1-OFF、T_C1-OFF的是彼此相等的，这意味着给C1电容器放电到其初 始电压所需的时间相当于将电感器电流减少到零所需的时间。为了利 用此关系，定时器控制电路200监视相对于初始参考输入电压的C1 电容器电压以确定C1电容器电压何时回到初始参考输入电压，指示 电容器放电时间T_C1-OFF并且推断电感器放电时间T_L1-OFF。

为此，定时器控制电路200提供了表示电压（comp）信号320 是时间（t）函数的内部比较信号320。在图2中，比较信号是由比较 器231在节点232处生成的以响应比较器输入253、225。在5V和0V 之间跃迁的“comp”波形信号320包括第一“低”跃迁321和第二“高”跃 迁322，在此期间集成电容器电压大于初始参考输入电压。因为只要 C1电容器处的电压大于初始参考输入电压（例如，当斜率电压341、 342大于初始参考输入电压时），“comp”波形信号320是“低”。因此， “高”跃迁322提供了集成电容器电压已经回到初始参考输入电压的 “过零”指示。

在一定程度上电感器电流和集成电容器电压的充电以及放电率 彼此追踪，集成电容器电压的“过零”指示322也表示电感器电流也已 经回到零。结果，“过零”指示322可以被使用以关闭“运行”波形信号 330（如406处指示的）和同步整流器（SR）控制信号350（如407 处指示的）。在图2所显示的定时器控制电路200中，“过零”指示322 可以由比较器231生成并且在输出节点242处的同步整流器（SR）波 形350内通过使用一个或多个逻辑门逻辑地与第一控制信号370结合 以生成“低”跃迁352。

正如从前面可以看到的，定时器控制电路200的目的是在适当的 时间以跃迁351、352生成SR信号350以防止L1电感器处的反向电 流。尤其是，当第一控制信号ON370在跃迁352达到“低”并且保持 “低”，SR信号350跃迁为“高”351，直到电感器电流310返回到零。 为控制“低”跃迁352的定时，定时器控制电路200检测何时C1电容 器电压达到其初始参考输入电压（可以被任意设置）。因为C1电容 器的充电及放电类似于L1电感器中的电流那样进行，C1电容器电压 达到初始参考输入电压与L1电感器电流达到零同时发生。

为了进一步说明本发明的实施例，现在参考图4，图4根据本发 明选定的实施例，是说明了用于生成同步整流器控制信号的各种方法 的流程图。在描述方法400时，描述仅仅旨在为了便于理解各种示例 实施例，而不是限制的方式。除非另有说明，后续步骤可以以任何所 希望的顺序被提供。

一旦方法开始（步骤401），同步整流器定时器内的集成电容器 在步骤402被初始化为初始电压电平（例如，500毫伏）。在选定的 实施例中，集成电容器直接或间接地被连接到参考电压源，从而给电 容器充电到初始电压电平。

在步骤404，接通时间充电脉冲被应用以给DC/DC转换器中的 电感器充电，并且同时释放以及开始给SR定时器内的集成电容器充 电。在选定的实施例中，接通时间充电脉冲在第一控制信号ON处被 生成。在接通时间充电脉冲被生成之前，没有电流流过电感器。一旦 生成，接通时间充电脉冲被应用以导通DC/DC转换器中的电感器充 电晶体管（例如，M0）变为ON，从而以与VIN-VOUT成比例的速 率建立电感器中的电流。此外，第一控制信号ON内的接通时间充电 脉冲也可以被应用于初始化电路以将集成电容器从参考电压源释放， 并且将第一电流源连接到集成电容器，其中第一电流源提供了与输入 电压VIN成比例的电流。结合提供了与输出电压VOUT成比例的放 电电流的第二电流源提供的放电动作，电容器在接通时间充电脉冲期 间以与VIN-VOUT成比例的速率进行充电。

在步骤406，关闭时间放电脉冲被发起以响应接通时间充电脉冲 的结束，然后被应用以给DC/DC转换器中的电感器放电。在选定的 实施例中，关闭时间放电脉冲在第二控制信号SR处被生成。随着接 通时间充电脉冲的结束，电容器不再被第一电流源充电，替代地被SR 定时器内的第二电流源放电动作放电。结果，电容器开始以与输出电 压VOUT成比例的速率放电。

在步骤408，集成电容器电压与初始电压电平进行比较以确定集 成电容器电压何时放电回初始电平。在选定的实施例中，比较可以通 过比较电路来实现；该比较电路将集成电容器电压和参考电压源提供 的初始电压电平进行比较。

在步骤410，当检测到集成电容器电压已经被放电回初始电平时， 关闭时间放电脉冲被终止或结束。在选定的实施例中，当比较或运算 放大器电路生成预定信号跃迁（例如，“高”跃迁）时，集成电容器电 压已经返回到初始电压电平的指示被生成，这进而又可以被使用以将 第二控制信号SR驱动到低。在集成电容器电压的充电及放电率与电 感器电流的充电及放电率成比例的范围内，集成电容器的关闭时间放 电脉冲的持续时间提供了电感器所需的电流放电时间的很好的量度， 因此可以被使用来生成对第二控制信号SR的合适的切断，使得避免 反向电流事件。在步骤412，所述方法结束。

以本发明公开的同步整流器定时器电路，集成器使用具有与电感 器电流成比例上升和下降的电容器电压，所以没有必要直接测量电感 器电流，因为集成电容器通过监测电容器电压何时返回到初始电压电 平提供了电感器电流何时为零的指示。换句话说，电容器两端的电压 给电感器电流提供了类似的充电/放电量度，其更容易用于检测“过零” 事件。在控制同步整流器方面，与传统的解决方案相比，本发明所公 开的同步整流器定时器电路提供了具有低静态电流消耗和降低复杂度 的瞬时响应时间。此外，所公开的同步整流器定时器电路对元件的变 化不敏感，特别是电容器、电感器或比较器偏移。

至此应了解，本发明提供了DC-DC转换器和从输入电压VIN生 成输出电压VOUT的相关操作方法。所述转换器包括被源极-漏极连 接到输入功率端子（VIN）和被连接到输出功率端子（VOUT）的电 感器的第一端子或连结节点之间的开关电路，其中所述开关电路被第 一控制信号导通。所述转换器还包括被连接到所述连结节点和参考电 压或电源之间的同步整流开关电路，其中所述同步整流开关电路被同 步整流器控制信号导通。最后，所述转换器包括同步整流器控制电路， 其中一个电容器有被所述第一和第二电流源充电以及放电的电压以追 踪电感器电流变化的电压（例如，增加和减少），因此当所述电感器 电流实际上是零时，生成了被应用于所述同步整流开关电路以关闭所 述同步整流开关电路的同步整流器控制信号，其中术语“实际上为零” 指为零或实质上或近似为零的电感器电流。所述开关电路可以通过晶 体管被实施，例如MOSFET、双极的、IGBT、NMOS、PMOS、NPN、 PNP等等。尤其是，所述第一和第二电流源在所述第一控制信号内的 每一充电脉冲期间以与所述输入电压VIN和所述输出电压VOUT之 间的差成比例的速率给所述电容器充电。为了确定电容器/电感器放电 的持续时间，所述同步整流器控制电路包括比较电路，其中输入耦合 于所述电容器和参考电压，所述比较电路包括当所述电容器电压大于 所述参考电压时用于提供第一信号指示以及当所述电容器电压不大于 所述参考电压时用于提供第二信号指示的电路。所述同步整流器控制 电路可能还包括初始化电路用于在所述电感器电路开始上升之前给所 述电容器预充电到预定电压。

在另一种形式中，提供了同步整流器（SR）电路及其操作方法。 在SR电路中，集成电容器被连接到充电节点和参考电压之间。此外， 第一电流源被连接到受控于第一开关晶体管的所述充电节点以在第一 控制信号的每一充电脉冲期间给所述集成电容器充电，并且第二电流 源被连接到所述充电节点以给所述集成电容器放电。在选定的实施例 中，所述第一电流源在所述第一控制信号内的每一充电脉冲期间用与 输入电压VIN成比例的电流给所述集成电容器充电，并且第二电流源 用与输出电压VOUT成比例的电流给所述集成电容器电压放电。所述 SR电路还包括第一输入耦合于所述充电节点、第二输入被耦合以接收 第一电压、以及比较输出的比较电路。所述比较电路包括当处于所述 充电节点的电容器电压大于所述第一电压时用于提供第一信号指示、 以及当处于所述充电节点的所述电容器电压不大于所述第一电压时提 供第二信号指示的电路。在比较输出处，逻辑电路耦合于电路以用于 在第一逻辑电路输出处生成同步整流器脉冲以响应所述第一控制信号 内的所述充电脉冲和来自所述比较电路的所述第二信号指示的电路。 所述第一逻辑电路输出耦合于第一晶体管的栅极以用于接收所述同步 整流器脉冲，其中所述晶体管的源极耦合于所述参考电压，并且所述 晶体管的漏极耦合于在不连续模式DC/DC转换器中的电感器使得所 述第一晶体管在所述同步整流器脉冲期间给所述电感器放电。在选定 的实施例中，所述比较电路包括比较器，比较器包括耦合于所述充电 节点的第一输入、被耦合以接收所述第一电压的第二输入、以及用于 当所述充电节点的电容器电压不大于所述第一电压时提供所述第二信 号指示的比较输出。在这些实施例中，所述逻辑电路可以通过耦合于 SR触发器电路和与门电路的第一和第二反相器来实现。所述第一和第 二反相器分别地接收并且反相所述第一控制信号和所述比较输出，并 且从中生成反相的第一控制信号和反相的比较输出。此外，所述SR 触发器电路被连接以接收所述反相的第一控制信号和反相的比较输出 作为输入，并且包括生成第一触发器输出的电路。最后，与门电路包 括被耦合以分别地接收所述反相的第一控制信号和所述第一触发器输 出的第一和第二输入，从而生成所述同步整流器脉冲。所述SR电路 可能还包括初始化电路用于给所述集成电容器预充电到预定电压，其 中所述初始化电路包括用于将所述充电节点连接到受控于第一控制信 号的初始化电压以给所述集成电容器充电到所述初始化电压的均衡晶 体管。在选定的实施例中，所述初始化电压是所述第一电压。

在另一种形式中，提供了一种方法用于从输入DC电压VIN生成 输出DC电压VOUT的方法及其装置。在所公开的方法中，输入功率 端子通过受第一控制信号门控的第一开关晶体管被连接到电感器处的 第一连结节点，从而在所述第一控制信号的导通时间期间通过第一电 感器电流给所述电感器充电，在所述第一控制信号的关闭时间期间通 过第二电感器电流给所述电感器放电。此外，所述连结节点通过受同 步整流器控制信号门控的第二开关晶体管连接到接地电源。所述同步 整流器控制信号通过第一和第二电流源给集成电容器处的电压充电和 放电被生成以追踪所述电感器处的第一和第二电感器电流，使得当所 述电感器电流实际上是零时所述第二开关晶体管被关闭。在选定的实 施例中，所述第一和第二电流源在所述第一控制信号内的每一充电脉 冲期间以与所述输入电压VIN和所述输出电压VOUT之间的差成比 例的速率给所述集成电容器充电到斜升电压。此外，所述第二电流源 以与输出电压VOUT成比例的速率给所述集成电容器放电到斜降电 压。为了生成同步整流器控制信号，通过比较器电路将所述集成电容 器上的电容器电压和参考电压进行比较，所述比较器电路当所述电容 器电压大于所述参考电压时生成所述同步整流器控制信号的第一信号 电平，以及当所述电容器电压不大于所述第二参考电压时生成所述同 步整流器控制信号的第二信号电平。正如所公开的，通过将接通时间 充电脉冲应用于所述第一开关晶体管以给所述电感器充电，所述输入 功率端子可以被连接到所述第一连结节点，其中所述接通时间充电脉 冲同时被应用于开关设备以开始用所述第一电流源给所述集成电容器 充电。此外，关闭时间放电脉冲可以基于所述接通时间充电脉冲的结 束被发起以放电来自所述电感器通过所述第二开关晶体管的电流以及 放电来自所述集成电容器的电压。在其它实施例中，在将所述第一和 第二电流源连接到所述集成电容器之前给所述集成电容器预充电到预 定电压。

虽然本发明所公开的描述的示例实施例针对同步整流器定时器 控制电路及其操作方法，本发明并不限制于示例实施例，示例实施例 说明了本发明的创造性方面，其适合于各种各样的电路设计和操作。 因此，上面公开的特定实施例仅仅是说明性的，不应该被认为是对本 发明的限制，因为本发明可以以对本领域所属技术人员很明显的包括 本发明所教之内容好处的不同的但等同的方式被修改和实施。例如， 虽然选定的电路实现和相关联的波形模拟参考图1-图4被描述，本领域 所属技术人员应了解同样的概念和方法可以使用集成电容器通过其它 电路排列来实现以生成与电感器电流成比例的电压，其中过零时间被 使用来关闭DC/DC转换器中的同步整流器。因此，本发明所提供的 具体电路结构的识别仅仅以说明的方式而非限制的方式进行的，并且 其它电路排列也可以被使用以形成同步整流器定时器控制器。因此， 前述描述不旨在限制本发明于所陈述的特定形式，相反，旨在涵盖这 种替代物、修改以及在所附权利要求书中限定的可以包含在本发明精 神和范围内的等价物，从而本领域所属技术人员应该理解在不脱离本 发明的宽范围精神及范围的情况下可以做出各种修改、替换和改变。

关于特定实施例的好处、其它优点以及问题的解决方法在上述已 被描述。然而，可能引起任何好处、优点或解决方法发生或变得更加 显著的好处、优点、问题的解决方法以及其它元件不被解释为任何或 所有权利要求的关键的、必需的、或必不可少的特征或元件。如本发 明所使用的，术语“包括“或其任何其它变化形式旨在涵盖非排他性内 容，例如包括一系列元素的过程、方法、物件、或装置，不仅仅包括 这些元素而可能包括其它没有明确列出的、或是这个过程、方法、物 件、或装置所固有的元素。