高频应用中的逆变器拓扑及其控制方法

摘要

本发明提供一种高频应用中的逆变器拓扑，包括：第一和第二电容，第一、第二、第三和第四功率开关管，第二和第三二极管；每个功率开关管都包含有反向并联的寄生体二极管；所述第一电容和第二电容串联，其两端分别连接至正直流母线及负直流母线以提供直流输入输出；所述第二、第三功率开关管的相接点连接电感以提供交流输出；在所述第一和第四功率开关管上分别串联一个反向的第五和第六功率开关管，每个功率开关管都包含有反向并联的寄生体二极管，通过控制第五和第六功率开关管的开通和关断来阻断流经所述第一和第四功率开关管的寄生体二极管的续流电流；同时在正直流母线和负直流母线上分别并联一个分立的第一和第四二极管来提供续流回路。

说明书

技术领域

本发明涉及逆变器领域，尤其涉及一种高频应用中的逆变器拓扑及其 控制方法。

背景技术

在当今逆变器领域，设计具有更小体积、更高功率密度的逆变器是发 展的趋势之一。超级结场效应晶体管(Cool MOSFET，简写为Cool MOS) 为新一代半导体开关器件，具有极小的导通等效电阻，且没有绝缘栅双极 型晶体管(IGBT)的电流拖尾现象。已在高频通讯电源领域广泛应用。但 是Cool MOS应用在高频逆变器上有一定的限制。因为：(1)其寄生体二 极管反向恢复较差，导致续流电流(即无源电流)在二极管上产生较大的 反向恢复电流，从而导致高开关损耗，甚至有瞬时短路的危险；(2)寄生 体二极管反向恢复较差还引起高的电压尖峰，从而将MOSFET烧毁。

例如，图1为现有技术中一种高效逆变器的拓扑结构，其中包括两个 电容、两个二极管Dx和Dx’，以及四个功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4。 其中Q1和Q4为Cool MOS，Q2和Q3为IGBT。控制方法为传统SPWM (正弦脉宽调制)，但其开关频率一般不高，多为19.2K，当功率加大，开 关频率可能还会下调。

继续参考图1，当逆变器的负载为非线性负载时，当正半周上半桥臂 101工作时，输出滤波电感102上会有反向电流。而当Q1为Cool MOS 时，反向续流电流会通过Q1的寄生体二极管103续流。如果Q1的寄生 体二极管103反向恢复较差，则Q3开通时，会造成Q1，Q2，Q3同时导 通，在通过Dx’对地(即为电路中所示的中性点)形成短路。即使Q1的 体二极管能及时关断(管子尚未损坏)，但较大的电流突变在管子上也会 造成电压尖峰。

为了实现高效的高频逆变器，提高开关频率，减小磁性元件体积。如 图2所示的逆变器结构，所有开关管都为Cool MOS，这样，即使使用更 高频率的开关驱动，开关管上的损耗也不会很大，因为Cool MOS有着较 好的开关特性。其中Q1和Q4则是需要有超快恢复寄生体二极管，但这 类Cool MOS的成本非常高。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种高频应用中的逆变器拓扑及其 控制方法，具有较低的成本，获得较高的效率。

根据本发明的一个实施例，提供一种高频应用中的逆变器拓扑，包括：

第一和第二电容，第一、第二、第三和第四功率开关管，第二和第三 二极管；其中，每个功率开关管都包含有反向并联的寄生体二极管；

所述第一电容和第二电容串联，其两端分别连接至正直流母线及负直 流母线以提供直流输入输出；

所述第二二极管与第三二极管串联，四个功率开关管依次以源极和漏 极相连的方式串联；

所述串联后的两个电容与串联后的四个功率开关管并联，所述第一电 容和第二电容的相接点与第二二极管和第三二极管的相接点连接并且连 接中性点或参考地；

所述第二二极管的阴极连接第一功率开关管和第二功率开关管的相 接点，第三二极管的阳极连接第三功率开关管与第四功率开关管的相接 点；

所述第二、第三功率开关管的相接点连接电感以提供交流输出；

其中，在所述第一和第四功率开关管上分别串联一个反向的第五和第 六功率开关管，每个功率开关管都包含有反向并联的寄生体二极管和并联 的寄生电容，通过控制第五和第六功率开关管的开通和关断来阻断流经所 述第一和第四功率开关管的寄生体二极管的续流电流；同时在上下桥臂分 别并联一个分立的第一和第四二极管来提供续流回路。

可选的，所述第一到第六功率开关管的串联方式为：

第一功率开关管的源极与第五功率开关管的源极相连，

第五功率开关管的漏极与第二功率开关管的漏极相连，

第二功率开关管的源极与第三功率开关管的漏极相连，

第三功率开关管的源极与第四功率开关管的漏极相连，

第四功率开关管的源极与第六功率开关管的源极相连；

所述第二二极管的阴极连接第五和第二功率开关管的相接点，第三二 极管的阳极连接第三和第四功率开关管的相接点；

第一二极管的阴极与第一功率开关管的漏极连接，第四二极管的阳极 与第六功率开关管的漏极连接，第一和第四二极管的相接点与第二和第三 功率开关管的相接点连接。

可选的，所述第一到第六功率开关管的串联方式为：

第五功率开关管的漏极与第一功率开关管的漏极相连，

第一功率开关管的源极与第二功率开关管的漏极相连，

第二功率开关管的源极与第三功率开关管的漏极相连，

第三功率开关管的源极与第六功率开关管的源极相连，

第六功率开关管的漏极与第四功率开关管的漏极相连；

所述第二二极管的阴极连接第一和第二功率开关管的相接点，第三二 极管的阳极连接第三和第六功率开关管的相接点；

第一二极管的阴极与第五功率开关管的源极连接，第四二极管的阳极 与第四功率开关管的源极连接，第一和第四二极管的相接点与第二和第三 功率开关管的相接点连接。

可选的，所述第一到第六功率开关管的串联方式为：

第一功率开关管的源极与第五功率开关管的源极相连，

第五功率开关管的漏极与第二功率开关管的漏极相连，

第二功率开关管的源极与第三功率开关管的漏极相连，

第三功率开关管的源极与第四功率开关管的漏极相连，

第四功率开关管的源极与第六功率开关管的源极相连；

所述第二二极管的阴极连接第五和第二功率开关管的相接点，第三二 极管的阳极连接第三和第四功率开关管的相接点；

第一二极管的阴极与第一功率开关管的漏极连接，第一二极管的阳极 与第五和第二功率开关管的相接点连接；

第四二极管的阳极与第六功率开关管的漏极连接，第四二极管的阴极 与第三和第四功率开关管的相接点连接。

可选的，所述第五和第六功率开关管的寄生体二极管为具有雪崩击穿 特性的二极管。

可选的，所述第五和第六功率开关管具有尽量小的R_ds-on。

根据本发明的另一个方面，提供一种逆变器拓扑的控制信号的驱动方 法，包括：

当工作在正半周时：

步骤A1、第一、第二和第五功率开关管开通，使拓扑中的电流通过 该三个功率开关管；

步骤A2、第一和第五功率开关管关断，使拓扑中的电流首先对第一 和第五功率开关管的寄生电容充电，然后流通过第一二极管；

步骤A3、第三和第五功率开关管开通，使拓扑中的电流通过第三功 率开关管和第三二极管续流；同时第一功率管的寄生电容通过第五功率管 和第二功率管充电；

步骤A4、第三功率开关管关断，使反向的无源电流给第一功率开关 管的寄生电容反向充电，直到第一功率开关管的V_ds低于第五功率开关管 最大能承受的V_ds；

步骤A5、第五功率开关管关断以阻断反向电流，使拓扑中的电流通 过第一二极管续流；

当工作在负半周时：

步骤B1、第三，第四，第六功率开关管开通，使拓扑中的电流通过 该三个功率开关管；

步骤B2、第四和第六功率开关管关断，使电流先对第四与第六功率 开关管的寄生电容充电，然后流通过第四二极管；

步骤B3、第二与第六功率管开通，电感电流可通过第二二极管与第 二功率管续流；同时，第四功率管的寄生电容通过第六功率管和第三功率 管充电；

步骤B4、第二功率管关断，使反向的无源电流通过第六功率管和第 三功率管对第四功率管的寄生电容反向充电，直到第四功率管上的V_ds低 于第六功率管最大能承受的的V_ds；

步骤B5、第六功率管关断，阻断反向电流，使其通过第四二极管续 流。

可选的，正半周工作时的步骤A3还包括：第三和第五功率开关管同 时开通；负半周工作时的步骤B3还包括：第二和第六功率开关管同时开 通。

可选的，第一和第四二极管为快恢复或超快恢复整流二极管。

根据本发明的又一个方面，提供一种逆变器拓扑的控制信号的驱动方 法，包括：

当工作在正半周时：

步骤C1、第一、第二和第五功率开关管开通，使拓扑中的电流通过 该三个功率开关管；

步骤C2、第一和第五功率开关管关断，电感电流与电压同向时，拓 扑中的电流经过第二二极管和第二功率开关管续流，电感电流与电压反向 时，拓扑中的电流经过第一二极管流向正直流母线；

步骤C3、第一和第五功率开关管保持关断，第三功率开关管开通， 电感电流与电压同向时，拓扑中的电流经过第二二极管和第二功率开关管 续流，电感电流与电压反向时，拓扑中的电流经过第三二极管和第三功率 开关管续流；

步骤C4、第一和第五功率开关管保持关断，第三功率开关管关断， 电感电流与电压同向时，拓扑中的电流经过第二二极管和第二功率开关管 续流，电感电流与电压反向时，拓扑中的电流经第一二极管续流。

当工作在负半周时：

步骤D1、第三，第四，第六功率开关管开通，使拓扑中的电流通过 该三个功率开关管；

步骤D2、第四和第六功率开关管关断，电感电流与电压同向时，拓 扑中的电流经过第三功率开关管和第三二极管续流，电感电流与电压反向 时，拓扑中的电流经过第四二极管从负直流母线流向输出端；

步骤D3、第四和第六功率开关管保持关断，第二功率开关管开通， 电感电流与电压同向时，拓扑中的电流经过第三功率开关管和第三二极管 续流，电感电流与电压反向时，拓扑中的电流经过第二二极管和第二功率 开关管续流；

步骤D4、第四和第六功率开关管保持关断，第二功率开关管关断， 电感电流与电压同向时，拓扑中的电流经过第三功率开关管和第三二极管 续流，电感电流与电压反向时，拓扑中的电流经第四二极管续流。

与现有技术相比，本发明的优点在于：增加的第五和第六功率开关管 和二极管均为低电压类型，成本低；逆变器拓扑中的第一和第四功率开关 管不需要特殊的具有快恢复体二极管的Cool MOS，能选择较为便宜的普 通Cool MOS，且这类Cool MOS具有更低的导通电阻，价格更低，效率 更高。而且，第二和第三功率开关管也只需选择普通的Cool MOS即可。

附图说明

图1是现有技术中一种常用高效逆变器拓扑结构示意图；

图2是现有技术中一种适用于高频开关的逆变器拓扑结构示意图；

图3是本发明一个实施例中提出的高频逆变器拓扑结构示意图；

图4a-4d是本发明一个实施例中提出的高频逆变器的驱动方式以及工 作模式示意图；

图5是本发明另一个实施例中提出的高频逆变器的驱动方式示意图；

图6a-6f是图5的驱动方式的工作模式示意图；

图7是本发明另一个实施例中提出的高频逆变器拓扑结构示意图；

图8是本发明又一个实施例中提出的高频逆变器拓扑结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图， 对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以 解释本发明，并不用于限定本发明。

根据背景技术的分析，逆变器要实现高频化，需要降低功率开关管在 高频下的开关损耗，同时要有较低的导通损耗。使用Cool MOS作为功率 开关管是一个很好的选择，但是在三电平逆变器中，由于负载具有非线性 的情况，需要考虑在非线性负载的情况下反向续流电流对高频开关管的寄 生体二极管的影响。使用体二极管反向恢复特性好的Cool MOS是一个解 决办法，但是，这类二极管价格较高。

发明人经研究发现：在高频开关管(图2的Q1、Q4)上分别串联一 个反向的低压开关管，通过控制此低压开关管的开通和关断，可以阻断流 经高频开关管寄生体二极管的续流电流，同时在上下桥臂分别并联一个分 立的二极管(D1、D4)来提供续流回路，能够避免高频应用中普通Cool  MOS寄生体二极管反向恢复较差所引起的问题。

基于上述发现，根据本发明的一个实施例，提供一种适合高频应用的 三电平逆变器。如图3所示，该拓扑(即电路结构)包括电容C1、C2， 功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4，功率开关管Q5和Q6，二极管D1、D2、 D3、D4；每个功率开关管都具有寄生体二极管以及寄生电容(图3未示 出)。

其中，电容C1(的一端)和电容C2(的一端)串联；二极管D2(的 阳极)与D3(的阴极)串联；二极管D1(的阳极)与D4(的阴极)串 联；功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6依次串联；功率开关管的串 联方式为Q1的源极与Q5的源极相连、Q5的漏极与Q2的漏极相连、Q2 的源极与Q3的漏极相连、Q3的源极与Q4的漏极相连、Q4的源极与Q6 的源极相连；

电容C1的另一端与功率开关管Q1的漏极连接，电容C2的另一端与 功率开关管Q6的漏极连接，电容C1和C2的相接点与二极管D2和D3 的相接点连接并接Neutral(中性点，指输入L、N线中的N线，即零线； 为逆变器系统的参考地)；二极管D2的阴极连接功率开关管Q5和Q2的 相接点，二极管D3的阳极连接功率开关管Q3与Q4的相接点；二极管 D1的阴极与功率开关管Q1的漏极连接，二极管D4的阳极与功率开关管 Q6的漏极连接，二极管D1和D4的相接点与功率开关管Q2和Q3的相接 点连接。

当Q5、Q6开启，电流将不通过其寄生体二极管D5和D6(把二极管 D5和D6旁路掉)，导通损耗低；当Q5、Q6关断时，无源电流将流过D1 和D4，避免了Q1和Q4(使用Cool MOS)的寄生体二极管反向恢复较差 的问题。即功率开关管Q5、Q6和D1、D4能够防止无源电流通过Q1和 Q4的寄生体二极管，这样，Q1和Q4就可以使用具有较低的源漏极等效 电阻(Low R_ds-on)且不需要超快恢复体二极管的Cool MOS了，降低了逆 变器电路结构的成本。

本实施例中，上桥臂包括功率开关管Q1、Q2和Q5；下桥臂包括Q3、 Q4和Q6。

优选的，为了获得较高效率，Q5、Q6应具有尽量小的R_ds-on(例如1.8m 欧姆)。

下面介绍对图3所示的逆变器拓扑的控制方法。

由于当负载为非阻性负载(PF即功率因数不为1)导致电流和电压相 位不一致时，低压管Q5和Q6上就会有瞬时的高压出现，所以如果低压 管Q5和Q6所并的二极管(即低压管Q5和Q6的寄生体二极管)为具有 雪崩击穿功能，那么就能保护低压管Q5和Q6本体的MOS管。

根据本发明一个实施例，功率开关管Q5和Q6是包括具有雪崩击穿 特性二极管的低电压开关管，如图3所示的逆变器拓扑的驱动信号时序图 可以如图4a所示，其中，Q1，Q2，Q3，Q4的驱动开关的传统的SPWM 控制。Q1和Q3，Q2和Q4高频互补，而Q1与Q3在前半工频周期工作， Q2与Q4在后半个工频周期工作。Q5驱动跟随Q1，Q6驱动跟随Q4。对 应的电路的工作模式如图4b～4c所示。

由于电路的对称关系，这里可以用正半周的工作过程来说明，其中：

(1)Q1，Q2，Q5开通，当电压电流同向时的电路工作如图4b所示， 电压的调制按照正弦规律变化；电流从正直流母线端即C1的正端，通过 Q1，Q5，Q2再通过输出电感和电容，到负载端，最后通过负载，流入系 统的地端即中性点。当负载电流反向的情况下，电流依次通过电感， Q2，Q5，Q1流向正直流母线。

(2)在死区时间(Q1，Q5关闭而Q3尚未开通)内，电感电流与电 压同向时，电路工作如图4c所示，电感电流会马上经过D2和Q2进行续 流，此时的电流流向为D2，Q2到输出电感，通过负载回到系统的地端。 如果此时电流反向，电感电流可以通过D1流向正直流母线端。

(3)经过死区时间后，Q1，Q5关闭而Q3开通，电感电流正向时， 电感电流回路依然不变，如图4c所示。但如果电感电流反向，则电感电 流会通过Q3和D3续流。此时Q1上的寄生电容会充电，其DS漏源极之 间的电容会达到正母线的电压，如4d所示。

(4)当Q3关断，而Q1和Q5尚未开通的时候，如果电感电流为正 向，电路的工作状态依然保持图4c的情况不变。但如果电感电流反向， 电感电流会通过D1续流，但此时D1两端的电压就会都为正母线电压值。 而Q1上源极依然保持着零电压，漏源极电压差为正母线电压。由于Q2 一直为开通状态，此时Q5上要承受正母线电压值的反压，如果使用的是 低压管，则会有过压现象，如果使用的是高压管，则会影响效率。

因此，当Q5有雪崩击穿的寄生体二极管即D5为雪崩二极管时：当 Q5上承受反压的时候，D5反向导通，对Q1的寄生电容充电，对Q5本体 形成保护；当Q1两端电压值小于D5的雪崩击穿电压值的时候，D5截止， 续流电流只通过D1续流。

(5)当Q1和Q5开通后，电流工作状态恢复到(1)的情况。

如果功率开关管Q5和Q6是包括一般的(不具有雪崩击穿特性)寄 生体二极管的低电压开关管，根据本发明的另一个实施例，对图3所示的 逆变器拓扑提供另一种控制方法，如图5所示。

当电流和电压具有相同相位的情况下，电路的工作模式和传统的理想 工作方式一样(如图4a中Q1、Q2、Q3、Q4的驱动)。但往往电感上电压 和电流是有相位差的，图5所示的驱动信号的设计，其目的就在于通过对 器件开关的控制，合理处理开关管寄生电容的充放电，避免低压管电压尖 峰的产生。

在图5中，驱动信号包含4个时间阶段的周期驱动信号：

在t1时间前，Q5也可提前一小段时间开通可避免Q1开通时在Q5上 产生开关损耗；

t1-t2区间，Q5保持开通，导通电流；

t2-t3区间，Q5关断；

t3-t4区间，Q5可开通，有利于减少Q1寄生电容充电电流产生的损耗；

t4-t5区间，Q5先开通对Q1反向充电，避免Q5有较高反压，然后关 闭Q5阻断Q1的反向电流；

接近t5时，逆变器重复以上周期工作。

在图5的驱动信号的控制方法下，对应的电路的工作模式如图6a～6f 所示。由于电路的对称关系，这里可以用正半周期时的工作过程来说明， 其中：

第一时间阶段、当图5中时间t位于t1和t2区间时(即t1＜t＜t2时)， 功率开关管Q1、Q5、Q2开通，在图6a中，电流从输出滤波电感、通过 Q2，Q5再通过Q1流向正直流母线。

第二时间阶段、当图5中时间t位于t2和t3区间时(即t2＜t＜t3时)， 功率开关管Q1关断，逆变器工作在死区时间的区域；这段时间对应两个 工作阶段如图6b和图6c所示；在图6b中，当功率开关管Q1、Q5关断， 电流并不立即通过二极管D1，而是首先对功率开关管Q1、Q5的寄生电 容充电，此时电感电流从输出滤波电感、通过Q2，Q5和Q1上的寄生电 容，最后流到正直流母线端；由于这些寄生电容很小并且D1的正向电压 较低，所以该工作阶段较短；直到Q5和Q1上寄生电容的电压超过D1的 正向导通电压，D1就会导通；图6c中，电流通过二极管D1，流向正直流 母线，D1为快恢或超快恢复整流二极管；

第三时间阶段、当图5中时间t位于t3和t4区间时(即t3＜t＜t4时)， 在图6d中，功率开关管Q3开通，电感上的电流通过功率开关管Q3和二 极管D3续流，电感上的电流通过Q3，D3流向地端，同时，正直流母线 对Q1的寄生电容充电；在该阶段，功率开关管Q5可以随时开通，Q5开 通，给Q1的寄生电容提供阻抗更小的充电回路。优选的，为了实现高效 的逆变器，功率开关管Q5与Q3同时开通；

第四时间阶段、当图5中时间t位于t4和t5区间时(即t4＜t＜t5时)， 包括两个工作阶段如图6e和图6f所示；在图6e中，当功率开关管Q3关 断、Q5仍然开通时，反向的无源电流(图中的箭头所示)给Q1的寄生电 容反向充电直到功率开关管Q1的V_ds低于功率开关管Q5的最大V_ds；然 后，在图6f中，关断低压功率开关管Q5，阻断反向电流；电感电流通过 D1续流。这样，Q5管在Q3管关闭后的短暂开通，能预先给Q1管的寄生 电容进行充电，于是在Q5上就不会出现由硬开关带来的电压尖峰。

上述控制可解决低压管在开关过程中的存在的瞬时高压。如果在图6e 对应的工作阶段不开通低压功率开关管Q5给功率开关管Q1的电容反向 充电的话，在二极管D1导通时，Q5需要承受瞬时高压，因为此时电感左 边的桥臂中点处为正母线电压，而Q1和Q5中的依然保持D1导通前的低 压状态。

根据本发明另一个实施例，还提供一种适合高频应用的逆变器拓扑。 如图7所示，该拓扑(即电路结构)包括电容C1、C2，功率开关管Q1、 Q2、Q3、Q4，功率开关管Q5和Q6，二极管D1、D2、D3、D4；每个功 率开关管都具有寄生体二极管以及寄生电容(未示出)。

与图3所示的拓扑的区别在于：图7中功率开关管Q5和Q1的位置 与图3中功率开关管Q5和Q1的位置相反；图7中功率开关管Q6和Q4 的位置与图3中功率开关管Q6和Q4的位置相反。本实施例中，上桥臂 包括功率开关管Q5、Q1和Q2；下桥臂包括Q3、Q6和Q4。

图7所示的适合高频应用的逆变器拓扑的控制方式与图3所示的拓扑 的控制方式相同，分别如图4a和图5所示。

根据本发明又一个实施例，还提供一种适合高频应用的逆变器拓扑。 如图8所示，该拓扑(即电路结构)包括电容C1、C2，功率开关管Q1、 Q2、Q3、Q4，功率开关管Q5和Q6，二极管D1、D2、D3、D4；每个功 率开关管都具有寄生体二极管以及寄生电容(未示出)。

与图3所示的拓扑的区别在于：图8中二极管D1与功率开关管Q5 和Q1串联后的电路并联；图8中二极管D4与功率开关管Q6和Q4串联 后的电路并联。本实施例中，上桥臂包括功率开关管Q1和Q5；下桥臂包 括Q4和Q6。

图8所示的适合高频应用的逆变器拓扑的控制方式与图3所示的拓扑 的控制方式相同，分别如图4a和图5所示。

在上述逆变器拓扑中增加的功率开关管Q5、Q6和二极管均为低电压 类型，成本低；逆变器拓扑中的功率开关管Q1和Q4不需要特殊的具有 快恢复体二极管的Cool MOS，能选择较为便宜的普通Cool MOS，这类 Cool MOS具有更低的导通电阻，价格更低，效率更高。而且，Q2、Q3 也只需选择普通的Cool MOS即可。

应该注意到并理解，在不脱离后附的权利要求所要求的本发明的精神 和范围的情况下，能够对上述详细描述的本发明做出各种修改和改进。因 此，要求保护的技术方案的范围不受所给出的任何特定示范教导的限制。