一种自适应同址干扰抵消方法和装置

摘要

本发明公开一种自适应同址干扰抵消方法和装置，其采用多个参考输入信号，并且将滤波过程分为两个阶段对信号进行处理，以抑制多个同址干扰信号。本发明能够有效抑制多部设备产生的同址干扰，且仅需在接收天线处进行数据采集，无需干扰信号的耦合采集装置，使得自适应干扰抵消模块简单化，更加适合实时狭窄的工作环境。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信领域，具体涉及一种自适应同址干扰抵消方法和装置。 

背景技术

在车载、舰载及机载无线通信中，往往需要在一个通信平台上布置多部电台，这些电台同时工作时，由于其天线间距很近，发射机和接收机收发电平相差很大，接收机通常就会耦合进大量附近发射机发送的信号，这就是同址干扰。当附近发射机的发送信号功率很大时，产生的强干扰电平一般会超过邻近接收机的动态范围，造成接收机阻塞，形成通信中断。因此，如何有效抑制同址干扰受到了人们极大的关注。 

目前解决同址干扰的方法主要是从硬件和软件两个方面进行，硬件上将整个通信系统、电路技术的设计和工艺方法进行优化，改善电子设备的性能，降低干扰源的电平幅度，增加干扰源在传播路径上的衰减以及提高设备的抗干扰能力等等。软件上主是要合理分配各个通信设备的空间位置及频谱，以降低同址干扰。这些方法都具有一定局限性，当干扰电平过大时，抑制效果将严重恶化。 

为了更进一步地抵消干扰信号，自适应干扰抵消技术开始成为了人们的研究方向，在天线和接收机之间引入一个自适应信号处理模块对的接收信号进行自适应干扰抵消的处理，能够在很大程度上消除大功率干扰信号，又不会影响到后面接收机的正常工作。常用的自适应干扰抵消算法大都基于自适应LMS算法进行，针对同址干扰信号的强功率和时变的特性，诞生了很多改进的变步长LMS算法，计算量小，收敛速度快，以及改变滤波器结构的自适应算法，还有提高信号的相关性来增加干扰信号的抵消程度，这些方法在处理同址干扰信号上都具有很好的效果，但是当同址干扰源数量增多时，需要在每个干扰发射天线处耦合干扰信号并采集，使自适应干扰抵消模块的干扰信号采集设备变得复杂，给有限的工作空间增加负担。 

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种自适应同址干扰抵消方法和装置，能够有效抑制多部设备产生的同址干扰，且仅需在接收天线处进行数据采集，无需干扰信号的耦合采集装置，使得自适应干扰抵消模块简单化，更加适合实时狭窄的工作环境。 

为解决上述问题，本发明是通过以下方案实现的： 

一种自适应同址干扰抵消方法，包括如下步骤： 

第一步，将接收端的天线接收的信号进行过采样后抽取成N路信号，其中过采样速率为f_s，抽取后每路的等效采样速率为f_es，有f_s=Nf_es，且f_es与接收信号间应满足抽样定理要求f_es>=2f_max,f_max为接收信号的最高频率； 

第二步，在纯干扰阶段，即收发电台收到呼号前，通信链路没有建立的阶段；此时接收天线收到信号仅包含同址干扰信号和噪声，令此时过采样并抽取的N路信号为x₁,x₂,...,x_N，选取这N路信号中的任意一路作为主通道信号即x₁，其他N-1路信号则作为参考通道信号即x₂,x₃,...,x_N； 

第三步，将x₂,x₃,...,x_N共N-1路参考通道信号输入到第一级滤波器中，并调整第一级滤波器系数，使第一级滤波器输出信号与主通道信号x₁相减所得误差信号的功率最小； 

第四步，在含有用信号阶段，即收发电台间经呼号、握手，双方通信链路建立后的阶段；此时接收天线接收的信号为有用信号s、同址干扰信号和噪声，令此时过采样并抽取的N路信号为x₁+s₁,x₂+s₂,...,x_N+s_n，选取这N路信号中的任意一路作为主通道信号即x₁+s₁，其他N-1路信号则作为参考通道信号即x₂+s₂,x₃+s₃,...,x_N+s_n； 

第五步，将x₂+s₂,x₃+s₃,...,x_N+s_n共N-1路参考通道信号输入到第一级滤波器中，并保持第一级滤波器系数不变，将第一级滤波器的输出信号与主通道信号x₁+s₁相减后的误差信号作为第二级滤波器的输入； 

第六步，调整第二级滤波器系数，使第二级滤波器的输出信号与主通道信号x₁+s₁相减所得误差信号的功率最小，此时第二级滤波器的输出信号即为恢复出的有用信号。 

在上述方法中，接收的信号经过采样后抽取为N路信号，N的值越大，算法的性能越好，但所需的采样速率就越高，硬件实现的难度就越大，综合考虑可取N的值介于2～8之间。 

所述第一级滤波器和第二级滤波器均为自适应滤波器。 

能够实现上述方法的一种自适应同址干扰抵消装置，主要由抽取器、第一级滤波器和第二级滤波器组成；其中抽取器的输入端与接收天线相耦合；抽取器的N个输出端中的1个主通道输出端接入第一级滤波器和第二级滤波器的控制端，N-1个参考通道输出端与第一级滤波器的输入端相连；第一级滤波器的输出端接入第二级滤波器的输入端，第二级滤波器的输出端耦合至接收机的输入端。 

所述抽取器的输出端个数N介于2～8之间。 

所述第一级滤波器和第二级滤波器均为自适应滤波器。 

与传统的同址干扰抵消算法相比，本发明具有以下的优点： 

（1）无需信号耦合采集装置。传统的自适应同址干扰抵消方法需要分别从干扰天线处耦合引出干扰信号作为相关信号进行自适应干扰抵消，本方法通过将接收信号抽取成N路信号的方式得到相关信号。 

（2）能够有效抑制多部设备的干扰。当干扰信号数量过多时，传统的自适应干扰抵消方法需要引出干扰后通过自适应干扰抵消方式逐个抵消干扰信号，而本方法的干扰抵消过程不受干扰数量的影响。 

（3）更加适合狭窄的工作环境。本方法仅需从接收端耦合出信号进行自适应干扰抵消的处理，利用有用信号和其他干扰信号频率的不同抵消干扰信号，恢复出有用信号。 

附图说明

图1是同址干扰抵消装置应用原理框图。 

图2是两级滤波器噪声抵消算法原理图。 

图3(a)误码率随N变化曲线。 

图3(b)误码率随f_es变化曲线。 

图4是多干扰源情况下多参考输入同址干扰抵消算法和传统同址干扰抵消算法功率谱图的比较。 

图5是多干扰源情况下多参考输入同址干扰抵消算法和传统同址干扰抵消算法莱斯多径信道下误码率的比较。 

具体实施方式

本发明提出的一种新的多参考输入同址干扰抵消装置的应用原理如图1所示，图中所示的一种自适应同址干扰抵消装置，主要由抽取器、第一级滤波器和第二级滤波器组成。其中抽取器的输入端与接收天线相耦合。抽取器的N个输出端中的1个主通道输出端接入第一级滤波器和第二级滤波器的控制端，N-1个参考通道输出端与第一级滤波器的输入端相连。第一级滤波器的输出端接入第二级滤波器的输入端，第二级滤波器的输出端耦合至接收机的输入端。在本发明中，抽取器的输出端个数N的值越大，算法的性能越好，但所需的采样速率就越高，硬件实现的难度就越大。经综合考虑，在本发明优选实施例中，抽取器的输出端个数N介于2～8之间。其中第一级滤波器和第二级滤波器均为自适应滤波器。 

发射机1到发射机n为n个同接收机s在同一工作空间的通信设备，接收机s接收另一工作空间发射机发送的信号，由于接收机s与同一工作空间的n个发射机距离很近，发射机1到发射机n发送的信号容易被接收机s前端接收，对接收机s接收有用信号造成了干扰，因此接收机前端接收到的信号为多个干扰信号和有用信号的混合信号，混合信号Y为Y=I₁+I₂+...+I_n+R_s，式中I₁,I₂,...,I_n为干扰信号，R_s为有用接收信号。 

将接收到的混合信号过采样后抽取成多路信号得到多个参考输入信 号，并且根据图2所示的两级滤波器噪声抵消算法原理图把滤波过程分为两个阶段对信号进行自适应滤波处理，基于有用信号与其他干扰信号的频率的不同，滤波器跟踪有用信号的权系数与跟踪干扰信号的权系数是不一样的，从而抵消干扰，恢复出有用信号。 

上述装置所实现的一种自适应同址干扰抵消方法，包括如下步骤： 

第一步，将接收端的天线接收的信号进行过采样后抽取成N路信号，其中过采样速率为f_s，抽取后每路的等效采样速率为f_es，有f_s=Nf_es，且f_es与接收信号间应满足抽样定理要求f_es>=2f_max,f_max为接收信号的最高频率； 

第二步，在纯干扰阶段，即电台收到呼号前，通信链路没有建立的阶段；此时接收天线收到信号仅包含同址干扰信号和噪声，令此时过采样并抽取的N路信号为x₁,x₂,...,x_N，选取这N路信号中的任意一路作为主通道信号即x₁，其他N-1路信号则作为参考通道信号即x₂,x₃,...,x_N； 

第三步，将x₂,x₃,...,x_N共N-1路参考通道信号输入到第一级滤波器中，并调整第一级滤波器系数，使第一级滤波器输出信号与主通道信号x₁相减所得误差信号的功率最小； 

第四步，在含有用信号阶段，即收发电台间经呼号、握手，双方通信链路建立后的阶段；此时接收天线接收的信号为有用信号s、同址干扰信号和噪声，令此时过采样并抽取的N路信号为x₁+s₁,x₂+s₂,...,x_N+s_n，选取这N路信号中的任意一路作为主通道信号即x₁+s₁，其他N-1路信号则作为参考通道信号即x₂+s₂,x₃+s₃,...,x_N+s_n； 

第五步，将x₂+s₂,x₃+s₃,...,x_N+s_n共N-1路参考通道信号输入到第一级滤波器中，并保持第一级滤波器系数不变，将第一级滤波器的输出信号与主通道信号x₁+s₁相减后的误差信号作为第二级滤波器的输入； 

第六步，调整第二级滤波器系数，使第二级滤波器的输出信号与主通道信号x₁+s₁相减所得误差信号的功率最小，此时第二级滤波器的输出信号即为恢复出的有用信号。 

无论是在纯干扰阶段还是在含有用信号阶段，接收的信号经过采样后抽取为2～8路信号。第一级滤波器和第二级滤波器均为自适应滤波器。两级滤波器的噪声抵消算法即使用两级自适应滤波系统进行滤波，整个滤波过程包括两个阶段：（1）纯干扰信号阶段（接收机采集到的混合信号不含有用信号，仅含有多个干扰信号）。（2）含有用信号阶段（接收机采集到的混合信号同时含有有用信号和多个干扰信号）。 

将接收到的混合信号Y通过抽取器抽取成N路信号，首先在纯干扰信号阶段，D₁路纯干扰信号x₁设为主通道信号，D₂D₃...D_N路纯干扰信号x₂x₃...x_N设为参考通道信号，此阶段的目的是用参考通道信号抵消主通道信号x₁。参见图2。 

下面以两路的自适应噪声抵消系统（即系统除主通道信号外只有一路参考通道信号）为例进行说明，此时将接收机采集到的混合信号通过奇偶式的抽取，单路信号变为两路信号x₁x₂，x₂作为参考通道信号输入第一级滤波器抵消x₁，调整第一级滤波器系数，使第一级滤波器输出与主通道信号之间的差的均方值达到最小，有 

$e\left(n\right)=x_1\left(n\right)-w_2\overline{x_2}\left(n\right)$

$\overline{x_2}\left(n\right)={[x_2\left(n\right),x_2(n-1),...,x_2(n-L+1)]}^T$

w₂=[w₂₁,w₂₂,...w_2L] 

其中，L为滤波器阶数，w₂为滤波器系数，e为信号x₂抵消x₁的预测误差，预测误差的大小直接关系到干扰的抵消程度，如果x₂与x₁的相关性越大，干扰的抵消效果越好，于是可以使用多路参考通道信号x₂x₃...x_N来抵消x₁，有 

$e\left(n\right)=x_1\left(n\right)-w\bar{x}\left(n\right)$

$\bar{x}\left(n\right)={[{\bar{x}}_2\left(n\right),{\bar{x}}_3\left(n\right),...,{\bar{x}}_N\left(n\right)]}^T$${\bar{x}}_i\left(n\right)=[x_i\left(n\right),x_i(n-1),...,x_i(n-L+1)]$

w=[w₂,w₃,...,w_N] 

w_i=[w_i1,w_i2,...w_iL] 

然后，在含有用信号阶段，通过抽取器以同样的方式得到N路混合信号，由于信号传输环境短时间内基本不变，并且在实际工作环境中，同一空间内的电台通常要按照频率分配方案分配不同的工作频率，即同址干扰信号的频率与有用信号频率是不一样，因此基于有用信号与其他干扰信号的频率的不同，滤波器跟踪有用信号的权系数与跟踪干扰信号的权系数是不一样的，可以将第一级滤波器作为固定滤波器，保持第一级滤波器系数不变，达到抵消干扰信号的目的，此时主通道信号为x₁+s₁，参考通道信号为x₂+s₂,x₃+s₃,...,x_N+s_N，于是有 

$y_1\left(n\right)=w^{*}·(\bar{s}\left(n\right)+\bar{x}\left(n\right))$$\bar{s}\left(n\right)={[{\bar{s}}_2\left(n\right),{\bar{s}}_3\left(n\right),...,{\bar{s}}_N\left(n\right)]}^T$

${\bar{s}}_i\left(n\right)=[s_i\left(n\right),s_i(n-1),...,s_i(n-1)]$

$e_1\left(n\right)=x_1\left(n\right)+s_1\left(n\right)-y_1\left(n\right)$

$=x_1\left(n\right)s_1\left(n\right)-w^{*}\bar{s}\left(n\right)-w^{*}\bar{x}\left(n\right)$$=s_1\left(n\right)-w^{*}\bar{s}\left(n\right)+e$

其中，w^*为最优滤波器系数，e为纯干扰信号阶段得到的最优预测误差。此时e₁是s₁的畸变信号，与s₁相关，将e₁作为第二级滤波器的输入，调第二级整滤波器的系数，使第二级滤波器的输出与主通道信号的差的均方值达到最小，此第二级滤波器的输出信号即消噪后的有用信号。因为， 

e₂(n)=x₁(n)+s₁(n)-y₂(n) 

$y_2\left(n\right)={\bar{e}}_1\left(n\right)·\mathrm{ww}$

$\overline{e_1}\left(n\right){[e_1\left(n\right),e_1(n-1),...,e_1(n-L_1+1)]}^T$

ww=[ww₁,ww₂,...ww_L1] 

$E\left[e_2^2\left(n\right)\right]=E\left\{{[x_1\left(n\right)+s_1\left(n\right)-y_2\left(n\right)]}^2\right\}$

$=E\left\{{\left[x_1\left(n\right)\right]}^2\right\}+E\left\{{[s_1\left(n\right)-y_2\left(n\right)]}^2\right\}$

$+E\left\{{2x}_1\left(n\right)\right[s_1\left(n\right)-y_1\left(n\right)\left]\right\}$

其中，ww为滤波器B的系数，L₁为滤波器B的阶数。从式中可以看出，为了达到均方误差最小，不妨假设干扰信号与有用信号不相关，于是有E{2x₁(n)[s₁(n)-y₁(n)]}=0,也就是使E[(s₁-y₂)²]最小，即y₂≈s₁，即第二级滤波器输出即为恢复出的有用信号。 

本发明基于直接扩频的同址干扰抵消系统模型，设置三个干扰信号以及有用信号均为直扩信号，信息码码速率为58kbps，扩频码为长度15的gold码，采用BPSK调制。有用信号频率为5MHz，三个干扰信号频率分别为8MHz、10MHz、12MHz。同址干扰信道为三径的莱斯多径信道，信噪比为25dB，26dB，28dB，干扰信号幅度分别为有用信号幅度的8、9、10倍，第一级滤波器阶数为6，第二级滤波器阶数为2，传统的多参考输入同址干扰抵消方法的滤波器阶数为4，f_es以接收有用信号的带宽的倍数为单位。 

图3（a）中误码率仿真的两条曲线，自上而下依次为f_es=40和f_es=30时的误码率曲线，当抽取的路数相同时，f_es越小，即各分路信号的采样点数越少，误码率越高；当f_es一定时，即各分路信号的采样点数一定时，信号抽取的路数越多，误码率越低。图3（b）中误码率仿真的两条曲线，自上而下依次为N=3和N=4时的误码率曲线，仿真发现，当接收信号抽取成三路，f_es>140时，误码率小于10^-3，能够满足通信要求；当接收信号抽取成四路，f_es>120时，误码率小于10^-3，能够满足通信要求。 

图4中，第一个功率谱密度显示的是接收到的混合信号的功率分布，可以看出主通道信号是含有四个频率成分的混合信号，分别为5MHz的有用信号与8MHz、10MHz、12MHz的干扰信号，并且干扰信号功率比有用信号强100倍，第二个功率谱密度显示的是频率为5MHz有用信号的功率分布，后面两个功率谱密度依次为采用单参考输入同址干扰抵消算法(N=2)和多参考输入同址干扰抵消算法(N=3)抑制干扰恢复出的有用信号的功率分布，可以看出多参考输入的同址干扰抵消算法功率谱图中，其能量分布情况基本与有用信号一致，并且频率为8MHz、10MHz、12MHz的干扰信号也基本滤除，而单参考输入同址干扰抵消算法的功率谱图中可以发现，仍然存在少量的干扰信号频率成分没有被抵消完全。 

图5中的两条曲线，自上而下依次为单参考输入同址干扰抵消算法(N=2)和多参考输入同址干扰抵消算法(N=3)的误码率仿真。仿真结果表 明，多参考输入的同址干扰抵消算法明显比单参考输入的同址干扰抵消算法获得了更好的误码率性能，并且多参考输入同址干扰抵消在信干比为-20dB时误码率仍能达到10^-3,满足通信要求。 

本发明针对实际的同址干扰抵消系统，通过两个阶段的滤波过程，仅采用一路接收信号抽取成多路信号得到相关信号进行自适应干扰抵消，当同址干扰信号数量过多时，仍然能够具有很好的干扰抵消效果以及简单化的信号处理模块，实质是以提高采样率为代价换取结构上简化，相较传统的自适应同址干扰抵消算法更能适合空间狭窄的多部设备共同工作。另外，当同址干扰环境发生改变时，同址干扰抵消算法性能将会恶化，导致通信链路中断。此时，通信收发双方需要重新通过呼号握手建立链路，多参考输入自适应同址干扰抵消算法将重复以上的两个阶段，这与自适应算法在环境条件改变后，需要一定时间重新收敛本质上是相同的。