子载波比特和功率联合分配方法、设备及系统

摘要

本发明实施例提供一种子载波比特和功率联合分配方法、设备及系统。本发明实施例根据非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以将非线性放大器产生的非线性失真噪声考虑其中，并根据确定出的在非线性失真下的各子载波的信干扰比以及预设的输入功率，总比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。较现有技术，本发明实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更好的满足系统误码率（BER）的需求。

说明书

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种子载波比特和功率联合分配方法、 设备及系统。

背景技术

正交频分复用（Orthogonal Frequency Dkvkskon Multkplexkng，OFDM） 作为一种多载波调制技术，具有频谱利用率高、抗多径时延等优点，已成为 下一代移动通信系统的核心技术。OFDM是把高速数据流通过串并转换，将 高速数据码流分割成多个低速数据码流，然后调制到各个子载波上（QPSK 或QAM）。OFDM系统中的无线资源，例如子载波比特和功率等，的分配 算法是OFDM系统使用的关键。OFDM系统中资源分配问题是保证用户服务 质量、提高系统容量和频谱利用率的重要手段。OFDM系统中的无线资源分 配的目的包括三个，分别为：最大化用户和速率，最小化发射总功率，以及 减小干扰。其中，以最小化发射总功率为目标的无线资源分配方法，对降低 通信能耗，实现绿色通信意义重大。

现有技术中，以最小化发射功率为目标的无线资源分配技术主要是假设 发射端是理想的，直接根据信道噪声来进行比特功率分配，通过分步式算法 求解，侧重降低算法复杂度。但在实际通信系统中，发射端非线性功率放大 器的非线性特性，使具有高峰均比的OFDM信号容易产生非线性失真噪声， 恶化系统性能。现有技术仅为了降低算法的复杂度进行的无线资源分配的方 法，并不能保证在最小化发射总功率的同时满足系统误码率（Bit Error Ratio, 简称BER）的需求。

发明内容

本发明的多个方面提供一种无线资源分配方法、设备及系统，用以保证 在最小化发射总功率的同时满足系统BER的需求。

本发明第一个方面提供了一种子载波比特和功率联合分配方法，包括：

获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；

根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、 子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号 中所有子载波的功率之和；

根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以 及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率 最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第一种可能实现 方式中，所述总功率最小迭代算法，具体为：

获取预设总功率初值及误码率；

在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系， 得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中， b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特；

根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各 子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的 功率；

根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载 波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各子载波增加 到的比特，作为分配给各子载波的比特；

根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子 载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；

根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；

比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等，则分别根据各子 载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计算各子载波的第 二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给各子载波的功率； 否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一次迭代。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第二种可能实现 方式中，所述根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的 信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，包括：

根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数；

根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下子各 载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第三种可能实现 方式中，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率； 所述信道噪声包括：各子载波的高斯白噪声及信道增益。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第三个可能实现方式，在第四种 可能实现方式中，所述根据所述硬件参数，确定所述非线性功率放大器的非 线性失真参数，具体为：

根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表 达式和第二表达式确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数a₁和a₃：

第一表达式：$P_{1\mathrm{dB}}=\left|\frac{{4a}_1(1-{10}^{-0.05})}{{3a}_3}\right|;$

第二表达式：$P_{\mathrm{IP}3}=\left|\frac{{4a}_1}{{3a}_3}\right|$

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入 功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性 功率放大器的第二非线性失真参数。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第三种可能实现方式或第四种可 能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述非线性失真下各子载波的信干 扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，具体为如下第三表达式：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{a_1^2{P}_k^2}{\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·(3·T_{2k}+T_{4k})+\frac{N_k}{{\left|H_k\right|}^2}}$

其中，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1，2，…，N，N为OFDM 信号中子载波的个数，a₁和a₃为根据所述硬件参数，确定出的所述非线性功 率放大器的非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功 率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数， T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益。

结合所述的子载波比特和功率联合分配方法的第一个方面，在第六种可 能实现方式中，所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，具体为 如下第四表达式：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{{-b}_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{{3\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\ge \mathrm{BER}$

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波 被分配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所 述误码率。

结合子载波比特和功率联合分配方法的第一种可能实现方式，在第七种 可能实现方式中，所述根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关 系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，包括：

根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的 信干扰比的取值范围：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{{-b}_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{{3\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\ge \mathrm{BER}$

根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比。

结合所述的子载波比特和功率联合分配方法的第一种可能实现方式或第 七种可能实现方式，在第八种可能实现方式中，所述根据各子载波依次为1、 2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预 设比特增量后对应的平均每比特功率增量，具体为：

根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第 五表达式计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均 每比特功率增量；

${\mathrm{\Delta p}}_{b_k}=\frac{f(b_k+\mathrm{\Delta b})-f\left(b_k\right)}{\mathrm{\Delta b}}$

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k=b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增 量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每 比特功率增量，f(b_k)为第k个子载波子载波为b_k个比特时的功率。

结合所述的子载波比特和功率联合分配方法的第一种可能实现方式，在 第九种可能实现方式中，所述根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比， 计算总功率，，包括：

根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算 总功率的解集：

ax³-bx+c=0

其中，$\left(\begin{array}{c}a={\mathrm{SINR}}_1·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{21}+T_{41})+{\mathrm{SINR}}_2·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{22}+T_{42})\\ +···+{\mathrm{SINR}}_N·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{2N}+T_{4N})\end{array}\right),$$b=a_1^2,c={{\mathrm{SINR}}_1}^{*}\frac{N_1}{{\left|H_1\right|}^2}+{{\mathrm{SINR}}_2}^{*}\frac{N_2}{{\left|H_2\right|}^2}+···+{{\mathrm{SINR}}_N}^{*}\frac{N_N}{{\left|H_N\right|}^2},$x为所述总功率的 解集；

获取所述总功率解集中，最小正数解为所述总功率。

本发明第二个方面还提供了一种发射端设备，包括：

获取模块，用于获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；

确定模块，用于根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子 载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为 预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和；

处理模块，用于根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率 之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采 用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。

结合所述的发射端设备的第二个方面，第一种可能实现方式中，所述处 理模块，包括：

获取单元，用于获取预设总功率初值及误码率；

迭代单元，用于在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误 码率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干 扰比，其中，b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特；根据各子载波的信干扰 比、子载波的功率和总功率之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述 第一信干扰比及所述总功率初值对应的子载波的功率；根据各子载波依次为 1、2、…R_m个比特时子载波的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加 预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；分别获取各子载波对应的所述 平均每比特功率增量最小时各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的 比特；根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各 子载波的比特及所述误码率对应的各子载波的第二信干扰比；根据OFDM信 号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功率；比较所述总功率是否与所述 总功率初值相等，若相等，则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率 以及总功率之间的关系，计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的 子载波的功率，作为分配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新 为所述总功率，并进入下一次迭代。

结合所述的发射端设备的第二方面或第一种可能实现方式，在第二种可 能实现方式中，所述确定模块，包括：

第一确定单元、用于根据所述硬件参数，确定第一非线性失真参数和第 二非线性失真参数；

第二确定单元，用于根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所 述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。

结合所述的发射端设备的第二种可能实现方式，在第三种可能实现方式 中，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率；

所述第一确定单元，具体用于根据所述1dB压缩点输入功率和三阶截止 点输入功率，采用如下第一表达式和第二表达式确定所述第一非线性失真参 数和第二非线性失真参数：

第一表达式：$P_{1\mathrm{dB}}=\left|\frac{{4a}_1(1-{10}^{-0.05})}{{3a}_3}\right|;$

第二表达式：$P_{\mathrm{IP}3}=\left|\frac{{4a}_1}{{3a}_3}\right|$

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入 功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性 功率放大器的第二非线性失真参数。

结合所述的发射端设备的第一种可能实现方式，在第四种可能实现方式 中，所述迭代模块，还用于根据如下第四表达式，得出各子载波为b_k个比特 时所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{{-b}_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{{3\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\ge \mathrm{BER}$

并根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比；

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分 配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误 码率。

结合所述的发射端设备的第二种可能实现方式，在第五种可能实现方式 中，所述迭代模块，还用于根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载 波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波从1个比特开始每增加预设比 特增量时对应的平均每比特功率增量；

${\mathrm{\Delta p}}_{\mathrm{bk}}=\frac{f\left(b_k\right)-f(b_k-\mathrm{\Delta b})}{\mathrm{\Delta b}}$

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k=b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增 量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每 比特功率增量，f(b_k)为第k个子载波子载波为b_k个比特时的功率。

结合所述的发射端设备的第一种可能实现方式，在第六种可能实现方式 中，所述迭代模块，还用于根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比， 采用如下求解方程计算总功率的解集，并获取所述总功率解集中最小正数解 为所述总功率。

ax³-bx+c=0

其中，$\left(\begin{array}{c}a={\mathrm{SINR}}_1·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{21}+T_{41})+{\mathrm{SINR}}_2·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{22}+T_{42})\\ +···+{\mathrm{SINR}}_N·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{2N}+T_{4N})\end{array}\right),$$b=a_1^2,c={{\mathrm{SINR}}_1}^{*}\frac{N_1}{{\left|H_1\right|}^2}+{{\mathrm{SINR}}_2}^{*}\frac{N_2}{{\left|H_2\right|}^2}+···+{{\mathrm{SINR}}_N}^{*}\frac{N_N}{{\left|H_N\right|}^2},$x为所述总功率的 解集，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1，2，…，N，N为OFDM信 号中子载波的个数，a₁为所述第一非线性失真参数，a₃为所述第二非线性失 真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子 载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载 波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，Nk为第k个子载波的 高斯白噪声，Hk为第k个子载波的信道增益。

本发明第三个方面还提供了一种通信系统，包括：发射端设备和接收端 设备，其中，所述发射端设备获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声； 根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子 载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中 所有子载波的功率之和；根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总 功率之间的关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系， 采用预设的总功率最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。

由上述技术方案可知，本发明实施例根据非线性功率放大器的硬件参数 和信道噪声确定非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之 间的关系，以将非线性放大器的非线性失真的影响考虑其中，并根据确定出 的在非线性失真下的子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系 以及预设的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭 代算法为子载波联合分配比特和功率。较现有技术，本发明实施例将非线性 功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更 好的满足系统BER的需求。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实 施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下 面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在 不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的子载波比特和功率联合分配方法实施例一的流程示 意图；

图2为本发明实施例提供的子载波比特和功率联合分配方法中一具体步 骤的实现实例的流程示意图；

图3为本发明提供的发射端设备实施例一的结构示意图；

图4为本发明提供的发射端设备实施例中一具体模块的实现实例的结构 示意图；

图5为本发明提供的发射端设备实施例中另一具体模块的实现实例的结 构示意图；

图6为本发明提供的通信系统实施例一的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例考虑了OFDM系统中发射端非线性功率放大器产生的非线 性失真噪声，并根据各个子载波上的非线性失真噪声，提出了一种联合比特 功率分配算法，这种联合算法不仅能保证系统发射功率最小，还能满足系统 BER的需求。为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将 结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整 地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施 例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前 提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本发明实施例提供的子载波比特和功率联合分配方法实 施例一的流程示意图。如图1所示，本实施例一所述方法包括：

步骤101、获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声。

其中，所述硬件参数包括：1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率。 所述三阶截止点输入功率（简称P_KP3）表示性度或失真性能的参数，P_KP3越 高表示性度越好和更少的失真。1dB压缩点输入功率（简称P_1dB）是指与在 很低的功率时相比，增益减少1dB时的输入功率点。所述信道噪声包括：各 子载波的高斯白噪声及信道增益。各子载波的高斯白噪声及所述信道增益均 服从高斯分布，且均为随机值。具体地，发射端设备获取非线性功率放大器 的硬件参数，并随机获取发送OFDM信号的所有子载波的信道噪声。

步骤102、根据所述硬件参数，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、 子载波的功率和总功率之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号 中所有子载波的功率之和。

具体地，所述非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功 率之间的关系，可以为如下第三表达式：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{a_1^2{P}_k^2}{\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·(3·T_{2k}+T_{4k})+\frac{N_k}{{\left|H_k\right|}^2}}$

其中，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1，2，…，N，N为OFDM 信号中子载波的个数，a₁和a₃为根据所述硬件参数，确定出的所述非线性功 率放大器的非线性失真参数，为第k个子载波的功率，为所述总功 率，T_2k为任意两个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数， T_4k为任意三个子载波互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，N_k为第k个子载波的高斯白噪声，H_k为第k个子载波的信道增益。

相应地，本步骤可采用如下方式实现：首先，根据所述硬件参数，确定 所述非线性功率放大器的非线性失真参数，即第三表达式中未知的a₁和a₃。 其中，所述硬件参数包括1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率。根据 所述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，可采用如下第一表达式和 第二表达式确定所述非线性功率放大器的非线性失真参数a₁和a₃：

第一表达式：$P_{1\mathrm{dB}}=\left|\frac{{4a}_1(1-{10}^{-0.05})}{{3a}_3}\right|;$

第二表达式：$P_{\mathrm{IP}3}=\left|\frac{{4a}_1}{{3a}_3}\right|$

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入 功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性 功率放大器的第二非线性失真参数。

然后，根据所述非线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真 下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。其中，所述信 道噪声包括各子载波的高斯白噪声N_k及信道增益H_k。即将所述第一非线性 失真参数a₁、第二非线性失真参数a₃及信道增益代入上述第三表达式中，便 确定出非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关 系。由于各子载波的信道噪声不同，因此，各子载波的信干扰比、子载波的 功率和总功率之间的关系也有所差别。

步骤103、根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的 关系，以及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预 设的总功率最小迭代算法分别为各子载波联合分配对应的比特及功率。

其中，所述预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，可以 为如下第四表达式：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{{-b}_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{{3\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\ge \mathrm{BER}$

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波 被分配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所 述误码率。

所述总功率最小迭代算法，可采用如图2所示的方式实现，包括：

步骤1031、获取预设总功率初值及误码率。

步骤1032、在一次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率 之间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比， 其中，b_k=1,2,…R_m，R_m为预设的最大比特。

具体地，首先，根据上述第四表达式，得出各子载波为b_k个比特时，所 述误码率对应的信干扰比的取值范围。然后，根据所述取值范围，将取值范 围中的最小取值作为所述第一信干扰比。

例如：根据上述第四表达式得出：第1个子载波的b_k=1时，所述误码 率对应的信干扰比的取值范围，取取值范围中最小值为第1个子载波的b_k=1 时的第一信干扰比；第1个子载波的b_k=2时，所述误码率对应的信干扰比 的取值范围，取取值范围中最小值为第1个子载波的b_k=2时的第一信干扰 比，……依次计算到第1个子载波的b_k=R_m时时的第一信干扰比。由上述第 四表达式可知，b_k一定，误码率一定时，信干扰比也就确定了。因此，第2 个子载波，第3个子载波，……第N个子载波的b_k分别等于1，2，…，R_m时与第1个子载波的b_k分别等于1，2，…，R_m时相同。这里就不一一列举 了。

步骤1033、根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关 系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初值对应 的子载波的功率。

具体地，根据上述步骤102确定出的所述非线性失真下各子载波的信干 扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，如下第三表达式：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{a_1^2{P}_k^2}{\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·(3·T_{2k}+T_{4k})+\frac{N_k}{{\left|H_k\right|}^2}}$

将步骤1032得到的各子载波为b_k个比特时第一信干扰比和所述总功率初值 代入上述第三表达式中，计算得出各子载波的功率其中，b_k=1,2,… R_m，R_m为预设的最大比特。

具体地，通过本步骤的计算可得出各子载波为b_k个比特时对应的子载波的功 率。为清楚表述，可将计算结果表征为如下各列表1：

表1各子载波分别等于1,2,…R_m时对应的第一信干扰比及子载波的功率

表1中用S表征了第k个子载波分配b_k个比特时的第一信干扰比，该 值是通过上述步骤1032得出地；表征了第k个子载波分配b_k个比特时 根据所述和总功率初值的确定的子载波的功率。

步骤1034、根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率， 计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功 率增量。

具体地，根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，可 采用如下第五表达式计算所述子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量 后对应的平均每比特功率增量；

${\mathrm{\Delta p}}_{b_k+\mathrm{\Delta b}}=\frac{f(b_k+\mathrm{\Delta b})-f\left(b_k\right)}{\mathrm{\Delta b}}$

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增量， △b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每比特 功率增量，为子载波为k个比特时的子载波的功率。

假设△b=1，计算子载波从b_k=1开始依次增加△b后对应的平均每比特 功率增量。具体地计算过程如下：b_k=1时，为子载波增加△b对应的平均每 比特功率增量b_k=2时，为子载波增加△b对应的平均每 比特功率增量……依次计算下去，直至计算到b_k=Rm-1 时，为子载波增加△b对应的平均每比特功率增量停 止。当然，△b还可取其他的小于R_m的任意自然数。为更清楚的表达，通过 上述步骤计算得出的各子载波从1个比特开始依次增加1比特后对应的平均 每比特功率增量可表征为如下表2：

表2各子载波对应的平均每比特功率增量

步骤1035、分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时各 子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特。

具体地，可根据如下第六表达式，分别获取所述平均每比特功率增量最 小时所述子载波增加到的比特：

${\hat{b}}_k=\arg \underset{b_k}{\min }{\mathrm{\Delta p}}_{b_k};$

其中，为所述子载波增加到的比特。

为便于理解结合上述表2，上述步骤实质上是从第1个子载波对应的所 有平均每比特功率增量：…，中，获取 其中最小的一个平均每比特功率增量对应的b_k，作为分配给第1个子载波的 比特。同理，从第2个子载波对应的所有平均每比特功率增量：/1、…、中，获取其中最小的一个平均每比特功率增量 对应的b_k，作为分配给第2个子载波的比特。依次采用上述方式获取分配给 第3个至第N个子载波的比特。

这里需要说明的是：分配给所有子载波的比特之和应等于系统的传输速 率，即用户给定的传输速率。

步骤1036、根据各子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，确定 分配给各子载波的比特及所述误码率对应的第二信干扰比。

具体地，首先，根据预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关 系：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{{-b}_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{{3\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\ge \mathrm{BER}$

分别将步骤1035步骤中分配给各子载波的比特及所述误码率代入上述关系 中，得出各子载波的SINR_k的取值范围；然后，根据该SINR_k的取值范围， 将取值方位中的最小取值作为所述第二信干扰比。

步骤1037、根据OFDM信号中所有子载波的第二信干扰比，计算总功 率。

具体地，根据上述步骤1036得出的OFDM信号中所有子载波的第二信 干扰比，可采用如下求解方程计算总功率的解集：

ax³-bx+c=0

其中，$\left(\begin{array}{c}a={\mathrm{SINR}}_1·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{21}+T_{41})+{\mathrm{SINR}}_2·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{22}+T_{42})\\ +···+{\mathrm{SINR}}_N·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{2N}+T_{4N})\end{array}\right),$$b=a_1^2,c={{\mathrm{SINR}}_1}^{*}\frac{N_1}{{\left|H_1\right|}^2}+{{\mathrm{SINR}}_2}^{*}\frac{N_2}{{\left|H_2\right|}^2}+···+{{\mathrm{SINR}}_N}^{*}\frac{N_N}{{\left|H_N\right|}^2},$x为所述总功率的 解集；最后，获取所述总功率解集中，最小正数解即为所述总功率。

步骤1038、比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等， 则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系， 计算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分 配给各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进 入下一次迭代，即重复上述步骤1032～1038。

本实施例根据非线性功率放大器的硬件参数和信道噪声确定非线性 失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的数据关系关系， 以将非线性放大器的非线性失真的影响考虑其中，并根据确定出的在非线 性失真下的子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的数据关系关 系以及预设的信干扰比、比特和误码率之间的数据关系关系，采用预设的 总功率最小迭代算法为子载波联合分配比特和功率。较现有技术，本发明 实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考虑其中，在保证了总功率 最小化的同时能更好的满足系统BER的需求。

这里需要补充的是：上述实施例中所述非线性失真下子载波的信干 扰比、子载波的功率和总功率之间的关系是基于如下原理生成，并存储在 发射端设备中。但所述发射端设备中存储的该非线性失真下子载波的信干 扰比、子载波的功率和总功率之间的关系中包含有多个未知数，如第一非 线性失真参数、第二非线性失真参数及信道噪声。发射端设备在欲发送 OFDM信号之前，获取当前非线性功率放大器的硬件参数以及当前各子载 波的信道噪声，来确定所述非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功 率和总功率之间的关系中的多个未知数，即得出非线性失真下子载波的信 干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系。所述非线性失真下子载波的 信干扰比、子载波的功率和总功率之间的数据关系关系的生成原理如下：

设定一个幂级数模型，如：y(t)=a₁x(t)+a₃x³(t)。当然，所述幂 级数模型还可采用其他形式的幂指数模型实现，或其他指数的模型来实现， 本发明不仅限于此。本发明实施例中所述的非线性失真下子载波的信干扰 比、子载波的功率和总功率之间的关系的数据表达式（即上述实施例一种 的第三表达式）是基于上述幂级数模型得出的。若采用不同的幂指数模型， 则会得出与本发明实施例一中的第三表达式不同的非线性失真下子载波的 信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系表达式。因此，本发明所述 非线性失真下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系的数 据表达式不仅限于上述实施例一中所述的第三表达式。

将该幂级数模型作为所述非线性功率放大器的输入输出特性模型。根 据该非线性功率放大器的输入输出特性模型，分析OFDM信号在经过该 模型表征的非线性功率放大器后产生的非线性失真噪声。其中，非线性失 真噪声包含：偶数阶（如二阶、四阶等）互调失真和奇数阶（如三阶、五 阶等）互调失真。偶数阶（如二阶、四阶等）互调失真一般远离中频频率 而很容易被滤除，而奇数阶（如三阶、五阶等）互调失真中的一部分将紧 靠在中频附近无法滤除，其中尤以三阶互调失真振幅最大，影响也最大， 会导致信号频带扩展，造成临道干扰，破坏带内各频率分量输出电压和输 入电压间的线性关系，是衡量接收机性能的重要指标。因此本发明的各实 施例中着重考虑带内三阶互调失真对系统性能的影响。三阶互调是指当两 个信号在一个线性系统中，由于非线性因素存在使一个信号的二次谐波与 另一个信号的基波产生差拍（亦或称混频）后所产生的寄生信号。比如， 信号F1的二次谐波是2F1，它与信号F2产生了寄生信号2F1-F2。该寄 生信号2F1-F2被称为三阶互调分量，它是在调制过程中产生的，又因为 是这两个信号的相互调制而产生差拍分量，所以这个新产生的分量称为三 阶互调失真分量。产生这个分量的过程称为三阶互调失真。

将OFDM信号x（t）表示为如下式（1）：

$x\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k{X}_k{e}^{j2\mathrm{\pi kt}/T}\left(1\right)$

其中，P_k为第k个子载波的功率系数，X_k为第k个子载波上的数据符号， N为子载波的个数，T为一个OFDM符号的持续时间，0≤t<T。

在只考虑三阶互调分量的情况下，可推导出OFDM信号经上述幂指数函 数表征的非线性功率放大器后的响应：

$y{\left(t\right)=a}_1\left(\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k{X}_k{e}^{j2\mathrm{\pi kt}/T}\right)+a_3{\left(\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k{X}_k{e}^{j2\mathrm{\pi kt}/T}\right)}^3$

${=a}_1\left(\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k{X}_k{e}^{j2\mathrm{\pi kt}/T}\right)+\frac{a_3}{2^{3-1}}\left(\begin{array}{c}3\\ \frac{3-1}{2}\end{array}\right)\underset{m=1}{\overset{N}{\Sigma }}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\underset{p=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_m{X}_m{P}_n{X}_n{P}_p{X}_p---\left(2\right)$

其中式（2）中$\left(\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right)=\frac{x!}{y!(x-y)!},$$\left(\begin{array}{c}3\\ \frac{3-1}{2}\end{array}\right)=3.$

上述（2）为时域上表征的表达式。基于（2）式，将其表征为如下频域上的 表达式，可得出如下单个子载波k上的输出符号Y_k：

$Y_k=a_1{P}_k{X}_k+\frac{{3a}_3}{4}\underset{m,n,p}{\Sigma }{P}_m{X}_m{P}_n{X}_n{P}_p{X}_p---\left(3\right)$

其中，上式（3）中“+”号前的第一项为有用信号，“+”号后的第二 项表示三阶互调项，m，n和p取1～N中的任意值。

非线性功率放大器的输入输出特性模型下三阶互调项包括以下两种情 况：

（A）任意两个子载波f_m和f_n互调后落在第k个子载波上产生的互调分 量，表示为f_k=2f_m-f_n。互调分量组合的个数为：T_2k=0.5(N-2+ε₁-ε₂)， 其中，ε₁=mod(k,2)，ε₂=mod(k+N,2)，N为子载波的个数。

（B）任意三个子载波f_m、f_n和f_p互调后落在第k个子载波上的互调分 量可表示为f_k=f_m+f_n-f_p，互调分量组合个数为：

T_4k=0.25[N²-2k²+2Nk-6N+2k+4-ε₁+ε₂]，

其中，ε₁=mod(k,2)，ε₂=mod(k+N,2)，N为子载波的个数，m， n和p取1～N中的任意值。

同样地，非线性功率放大器的输入输出特性模型下有用信号包括以下两 种情况：

（a）子载波f_k自身的互调f_k=2f_k-f_k，互调分量组合的个数为T_1k=1；

（b）子载波f_k与其他子载波的互调组合f_k=f_k+f_m-f_n，互调分量组 合个数为T_3k=N-1，其中，m和n取1～N中的任意值。

根据上述三阶互调项和有用信号的互调分量组合的个数，以及单个子载 波k上的输出符号Y_k，得出子载波k上的功率表达式，如下式（4）所示：

$P_k=a_1^2{P}_k^2+\frac{{9a}_3^2}{16}·E\left(P_m^2{X}_m^2{P}_n^2{X}_n^2{P}_p^2{X}_p^2\right)·(T_{1k}+T_{3k})+---\left(4\right)$

$\frac{{9a}_3^2}{16}·E\left(P_m^2{X}_m^2{P}_n^2{X}_n^2{P}_p^2{X}_p^2\right)·(T_{2k}+T_{4k})$

其中，上述（4）式中，m，n和p取1～N中的任意值，E(*)表示取括 号内指定表达式*的期望，即平均值。上述（4）式中，前两项为有用信号功 率，第三项为非线性失真噪声。P_k表示子载波k上的总的有用功率，即包括 分配的功率以及非线性失真噪声功率。非线性失真噪声包括上述（A）和（B） 两种情况中的互调分量。单个子载波的功率是将其上分配的功率因子也就是 P_k进行平方运算得到的，而一个信号的功率，是它各个子载波上的功率之和， 也就是由于任意三个子载波组合落在第k个子载波上，这三个子载 波功率是随机组合的，而且总共有T_1k+T_3k种情况，对于每种情况求平均，用 概率论中求均值的方法，就是E

第k个子载波的噪声功率P_n(k)可以表示成如下表达式（5）：

$P_n\left(k\right)=\frac{{9a}_3^2}{16}·E\left(P_m^2{X}_m^2{P}_m^2{X}_m^2\right)·E\left(P_n^2{X}_n^2\right)·T_{2k}$

$+\frac{{9a}_3^2}{16}·E\left(P_m^2{X}_m^2\right)·E\left(P_n^2{X}_n^2\right)·E\left(P_p^2{X}_p^2\right)·T_{4k}$

$=\frac{{9a}_3^2}{16}·E\left(P_m^4\right)·E\left(X_m^4\right)·E\left(P_n^2\right)·E\left(X_n^2\right)·T_{2k}$

$+\frac{{9a}_3^2}{16}·E\left(P_m^2\right)·E\left(X_m^2\right)·E\left(P_n^2\right)·E\left(X_n^2\right)·E\left(P_p^2\right)·E\left(X_p^2\right)·T_{4k}$

$=\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·3·T_{2k}+\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·T_{4k}$

$=\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·(3·T_{2k}+T_{4k})---\left(5\right)$

由于在未进行功率分配时，OFDM符号功率是归一化的，因此在上述表 达式（4）中，子载波k上的有用信号可以表示为第二项可以忽略不 计。单个子载波上非线性失真噪声功率为上述式（5）得出的：

$P_n\left(k\right)=\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·(3·T_{2k}+T_{4k})$

根据SKNR的定义：有用信号的功率与干扰信号的功率的比值。其中， 干扰信号的功率包括非线性失真噪声功率和信道噪声功率。根据所述SKNR 的定义确定出第k个子载波上的SKNR表达式如下式（6）：

${\mathrm{SINR}}_k=\frac{a_1^2{P}_k^2}{\frac{{9a}_3^2}{16}·{\left(\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{P}_k^2\right)}^3·(3·T_{2k}+T_{4k})+\frac{N_k}{{\left|H_k\right|}^2}}---\left(6\right)$

其中，为所述信道噪声功率，H_k为第k个子载波上的信道增益，N_k为第k个子载波上的高斯白噪声。H_k与N_k均服从高斯分布，且均为随机值。

本发明综合考虑了非线性放大器产生的非线性失真噪声，并根据各个子 载波的信道噪声，来为子载波联合分配比特和功率，相对于没有考虑射频端 非线性器件产生的非线性失真噪声的无线资源算法，更贴近实际情况，实现 了OFDM系统中非线性失真场景下发射功率的最小化，其能满足OFDM系 统的BER需求。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤 可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读 取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述 的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介 质。

如图3所示，本发明提供的发射端设备实施例一的结构示意图。如图3 所示，本发明实施例一所述的发射端设备包括：获取模块1、确定模块2和 处理模块3。其中，所述获取模块1用于获取非线性功率放大器的硬件参数 及信道噪声。所述确定模块2用于根据所述硬件参数及信道噪声，确定非线 性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，其中， 所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之和。所述处理模块3 用于根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以 及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率 最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。本实施例所述的发射 端设备可实现上述方法实施例所述的方法，具体的实现过程和实现原理可参 见上述方法实施例中的相关内容，此处不再赘述。

本实施例根据非线性功率放大器的硬件参数和信道噪声确定非线性失真 下子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以将非线性放大 器的非线性失真的影响考虑其中，并根据确定出的在非线性失真下的子载波 的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系以及预设的信干扰比、比特 和误码率之间的关系，采用预设的总功率最小迭代算法为子载波联合分配比 特和功率。较现有技术，本实施例将非线性功率放大器的非线性失真影响考 虑其中，在保证了总功率最小化的同时能更好的满足系统BER的需求。

进一步地，上述实施例一种所述的处理模块，可采用图4所示的结构实 现。具体地，所述处理模块包括：获取单元31和迭代单元32。其中，所述 获取单元31用于获取预设总功率初值及误码率。所述迭代单元32用于在一 次迭代中，根据所述子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，得出各 子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的第一信干扰比，其中，b_k=1,2,…R_m， R_m为预设的最大比特；根据各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之 间的关系，得出各子载波为b_k个比特时，所述第一信干扰比及所述总功率初 值对应的子载波的功率；根据各子载波依次为1、2、…R_m个比特时子载波 的功率，计算各子载波从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均 每比特功率增量；分别获取各子载波对应的所述平均每比特功率增量最小时 各子载波增加到的比特，作为分配给各子载波的比特；根据各子载波的信干 扰比、比特和误码率之间的关系，确定分配给各子载波的比特及所述误码率 对应的各子载波的第二信干扰比；根据OFDM信号中所有子载波的第二信干 扰比，计算总功率；比较所述总功率是否与所述总功率初值相等，若相等， 则分别根据各子载波的信干扰比、子载波的功率以及总功率之间的关系，计 算各子载波的第二信干扰比和所述总功率对应的子载波的功率，作为分配给 各子载波的功率；否则，将所述总功率初值更新为所述总功率，并进入下一 次迭代。

再进一步地，上述各实施例中所述确定模块可采用如图5所示的结构实 现。具体地，如图5所示，所述确定模块包括：第一确定单元21和第二确定 单元22。其中，所述第一确定单元21用于根据所述硬件参数，确定第一非 线性失真参数和第二非线性失真参数。所述第二确定单元22用于根据所述非 线性失真参数和所述信道噪声，确定所述非线性失真下子各载波的信干扰比、 子载波的功率和总功率之间的关系。更具体地，所述硬件参数包括：1dB压 缩点输入功率和三阶截止点输入功率。所述第一确定单元，具体用于根据所 述1dB压缩点输入功率和三阶截止点输入功率，采用如下第一表达式和第二 表达式确定所述第一非线性失真参数和第二非线性失真参数：

第一表达式：$P_{1\mathrm{dB}}=\left|\frac{{4a}_1(1-{10}^{-0.05})}{{3a}_3}\right|;$

第二表达式：$P_{\mathrm{IP}3}=\left|\frac{{4a}_1}{{3a}_3}\right|$

其中，P_1dB为所述1dB压缩点输入功率，P_KP3为所述三阶截止点输入 功率，a₁为所述非线性功率放大器的第一非线性失真参数，a₃为所述非线性 功率放大器的第二非线性失真参数。

再进一步地，上述各实施例中所述的迭代模块，还用于根据如下第四表 达式，得出各子载波为b_k个比特时，所述误码率对应的信干扰比的取值范围：

$\frac{4}{b_k}(1-2^{{-b}_k/2})Q\left(\sqrt{\frac{{3\mathrm{SINR}}_k}{2^{b_k}-1}}\right)\ge \mathrm{BER}$

并根据所述取值范围，将取值范围中的最小取值作为所述第一信干扰比；

其中，Rm为预设的最大比特，b_k为第k个子载波被分 配的比特，b_k=1,2…Rm，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，BER为所述误 码率。

再进一步地，上述各实施例中所述的迭代模块还用于根据各子载波依次 为1、2、…R_m个比特时子载波的功率，采用如下第五表达式计算各子载波 从1个比特开始依次增加预设比特增量后对应的平均每比特功率增量；

${\mathrm{\Delta p}}_{\mathrm{bk}}=\frac{f\left(b_k\right)-f(b_k-\mathrm{\Delta b})}{\mathrm{\Delta b}}$

其中，b_k为第k个子载波的比特，b_k=b_k+△b≤Rm，△b为预设比特增 量，△b=1,2…或Rm-b_k，为子载波增加到b_k+△b时对应的平均每 比特功率增量，f(b_k)为子载波为k个比特时的子载波的功率。

再进一步地，上述各实施例中所述的迭代模块还用于根据OFDM信号中 所有子载波的第二信干扰比，采用如下求解方程计算总功率的解集，并获取 所述总功率解集中最小正数解为所述总功率。

ax³-bx+c=0

其中，$\left(\begin{array}{c}a={\mathrm{SINR}}_1·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{21}+T_{41})+{\mathrm{SINR}}_2·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{22}+T_{42})\\ +···+{\mathrm{SINR}}_N·\frac{{9a}_3^2}{{16N}^3}·(3·T_{2N}+T_{4N})\end{array}\right),$$b=a_1^2,c={{\mathrm{SINR}}_1}^{*}\frac{N_1}{{\left|H_1\right|}^2}+{{\mathrm{SINR}}_2}^{*}\frac{N_2}{{\left|H_2\right|}^2}+···+{{\mathrm{SINR}}_N}^{*}\frac{N_N}{{\left|H_N\right|}^2},$x为所述总功率的 解集，SINR_k为第k个子载波的信干扰比，k=1,2,…,N，N为OFDM信号中 子载波的个数，a₁为所述第一非线性失真参数，a₃为所述第二非线性失真参 数，为第k个子载波的功率，为所述总功率，T_2k为任意两个子载波 互调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，T_4k为任意三个子载波互 调后落在第k个子载波上产生的互调分量的个数，Nk为第k个子载波的高斯 白噪声，Hk为第k个子载波的信道增益。

如图6所示，本发明提供的通信系统实施例一的结构示意图。如图所示， 本发明实施例包括发射端设备10和接收端设备20。其中，所述发射端设备 10用于获取非线性功率放大器的硬件参数及信道噪声；根据所述硬件参数及 信道噪声，确定非线性失真下各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率 之间的关系，其中，所述总功率为预发送OFDM信号中所有子载波的功率之 和；根据所述各子载波的信干扰比、子载波的功率和总功率之间的关系，以 及预设的子载波的信干扰比、比特和误码率之间的关系，采用预设的总功率 最小迭代算法为各子载波联合分配对应的比特及功率。具体地，所述发射端 设备可具体采用上述各装置实施例提供的所述发射端设备。

需要说明的是：对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表 述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描 述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同 时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属 于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有 详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和 方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示 意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可 以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个 系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间 的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合 或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中， 也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单 元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件 功能单元的形式实现。

上述以软件功能单元的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机 可读取存储介质中。上述软件功能单元存储在一个存储介质中，包括若干指 令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等） 或处理器（processor）执行本发明各个实施例所述方法的部分步骤。而前述 的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（Read-Only Memory，简称 ROM）、随机存取存储器（Random Access Memory，简称RAM）、磁碟或 者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其 限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术 人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或 者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技 术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。