用于开关模式功率转换器的控制器、开关模式功率转换器及其控制方法

摘要

本发明公开了一种控制开关模式转换器的方法，其中切换频率与输入AC电源的相位的正弦的平方成比例地变化。因此，当干线电压最大时，切换频率最大，而开关的相应接通周期最小。反过来，当干线电压降低时，切换频率降低，而开关的相应接通周期增大。这种转换方法提供了高功率因数，借助于锁相环和比较器的实施方案可以避免对复杂电路的需求，并且可以直接使用数字控制器或通过锁相环的计数器输出的数字信号处理。本发明还公开了一种被配置为操作这种方法的控制器以及采用这种控制器的AC/DC转换器。

说明书

技术领域

本发明涉及AC-DC开关模式功率转换器、用于所述AC-DC开关模式 功率转换器的控制器、以及控制开关模式功率转换器的方法。

背景技术

用于将来自诸如干线电源之类的交流电源的功率转换成直流(DC) 输出的AC-DC开关模式功率转换器是公知的。具体地，这种转换器已经 用在家庭环境中多年，例如向诸如电视、视频播放器、计算器等之类的消 费电子设备提供电力。预期近年来由诸如紧凑型荧光照明或基于LED照 明之类的节能照明代替白炽照明的不断发展的趋势明显增加了带来用于 家庭应用的AC-DC开关模式功率转换器的重要性。随着越来越多的使用 开关模式功率转换器，越来越多地检查对干线电源的影响。

任意负载对干线电源的影响的度量是所谓的功率因数测量值。负载的 功率因数被定义为实际功率与电压-电流乘积的均方根值之比。在整个干线 周期或干线半周期内平滑并一致地吸引电力的整个实(real)负载具有单 位1(unity)的功率因数；较低的功率因数表示虚负载(感性或容性)或 从干线不均匀的吸引电力。具体地，从干线不均匀的吸引电力会导致与理 想AC轮廓(profile)的供电的失真，并且与存在基础干线频率的较高谐 波相关。

开关模式电源通常容易干扰干线，并且通常具有明显小于单位1的功 率因数。开关模式电源的高频切换使得它们尤其容易出现低功率因数。此 外，当开关模式电源以相对低的功率模式操作时((如可能是用于将电力 提供至处于待机模式的消费电子设备或提供至变暗的LED照明电路时 的)，功率因数可能经常下降到低于可接受的标准。

为了在工作条件范围内保持较高的功率因数，一些已知的AC-DC转 换器被配置为以具有Ton控制的边界导通模式操作。在回扫转换器的特定 情况中，这意味着开关的导通时间是预定，在此期间电感器中的电流线性 上升。当开关断开时，由于电力转移至负载，电流下降；当电流下降至零 (通常处于所产生谐振中的第一个波谷)，开关重新闭合以重启循环。虽 然这种操作模式是直接建立的，但效率不是最佳的。

此外，为了提供更复杂的控制，而不会明显增加组件数量和由此产生 的成本，增大的趋势在于数字控制而不是常规的模拟控制。

希望提供一种备选方法，控制可以以高功率因数操作的AC-DC开关 模式功率转换器并与数字控制兼容。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种在AC-DC开关模式功率转换器 中使用的控制器，AC-DC开关模式功率转换器用于转换具有相位Φ的交 流电源并具有能够以切换频率fs操作的开关，控制器被配置控制切换频 率，使得所述切换频率至少在交流电半周期的一部分内根据下式以比例常 数Fmax与相位的正弦的平方成比例：

fs(Φ)＝Fmax*sin²(Φ)。

这种控制可以提供高功率因数。

实施例包括被配置为确定该相位的锁相环。实施例还包括用于确定该 相位的零交叉的比较器。锁相环与单个比较器一起构成特别便利和直接的 控制方法，其需要相对少的组件并且实施简单。

在实施例中，所述控制器为数字控制器，虽然在其它实施例中，它可 以为模拟的。通过将控制器选择为数字控制器(也可以称为数字信号处理 器)，可以以有限的附加组件开销提供高度灵活的控制。此外，锁相环和 比较器也能够用作数字控制器会需要的模数转换器。具体地，锁相环中计 数器的输出PHASE可以直接向数字信号处理器提供数字输入。

在实施例中，所述开关被配置为在初级电流刚达到预定峰值Ipeak时 接通。

在实施例中，控制器被配置为根据下述关系确保切换频率不下降到极 限频率fmin以下：

fs(Φ)＝MAX{Fmax*sin²(Φ)，Fmin}。

将最小切换频率限制为例如可以高于可听范围的值，可以避免或减少 来自控制器的音频干扰的问题。此外，限制最小切换频率可以提供比不具 有最小切换频率的控制器可能获得的控制更稳定的控制。

根据本发明的另一方面，提供了一种AC-DC电源，包括如在前述任 一项权利要求中要求保护的控制器。

根据本发明的另一方面，提供了一种控制AC-DC开关模式功率转换 器的方法，该开关模式功率转换器用于转换具有相位Φ的交流电源并具有 能够以切换频率fs操作的开关，该方法包括下述步骤：

通过锁相环确定相位Φ；

根据下式在交流电半周期的至少一半内控制切换频率

fs(Φ)＝Fmax*sin²Φ)，

其中Fmax为最大切换频率。

实施例包括控制所述切换频率不降低为低于极限频率Fmin的步骤。 在实施例中，控制是数字式的。

根据以下描述的实施例，本发明的这些和其它方面将是明显的，并且 将参照以下描述的实施例阐述本发明的这些和其它方面。

附图说明

将参照附图，仅以举例的方式描述本发明的实施例，在附图中：

图1示出了被设置为转换干线AC电源和向LED串提供电力的回扫 (flyback)转换器；

图2在图2(a)处示出典型的切换周期内的电流变化，在图2(b) 处示出根据实施例的具有干线相位的切换频率的变化，并在图2(c)-2 (e)处示出转换器开关在干线半周期的不同点处的状态的时间简档；

图3示出了根据实施例的控制系统的示意图；

图4示出了用于确定零交叉的电流比较器；

图5示出了用于确定零交叉的电压比较器；

图6示出了锁相环的示意图；以及

图7示出了被配置为在实施例中使用的图4的锁相环的操作。

应当注意到，附图是示意性的且未按比例绘制。为了附图中清楚和方 便起见，在尺寸方面已经将这些图的多个部分的相对尺寸和比例以放大或 缩小的方式示出。相同的附图标记通常用来涉及修改或不同实施例中的对 应或相似的特征。

具体实施方式

图1示出了常规的回扫转换器，其被设置为将干线AC电源转换为 DC并提供电力至LED串。来自干线电源110的电压由整流器120整流， 并施加至变压器140的初级侧线圈130。与初级侧线圈130串联的是由控 制装置160控制的开关150。次级侧线圈170通过二极管180和滤波输出 电容器190连接至负载，如图所示，该负载可以是LED串195。

这种回扫转换器可以以间断(discontinuous)条件模式(DCM)操作。 在间断导通模式中，开关150闭合一定时间Ton(其可以根据“Ton-control” 预定，或者可以根据输入条件，例如根据“Ipeak-control”来确定)，在此期 间线圈130中的电流增加；该电流的增加速率取决于从干线供给的相位相 关电压和变压器的电感，并且因此可能不能根据先验知识精确地知晓。当 开关150在该″导通时间″结束时断开时，线圈130中的电流降低。该电流 的降低速率取决于输出电路，具体取决于负载(在该情况中为LED串195) 的大小。该电流在时间Tsec内降低至零。在间断模式中，在开关闭合以开 始下一个切换周期之前，存在中断或间隙Tgap。在切换周期内，该开关因 此断开Tsec+Tgap时间。也就是说，

Toff＝Tsec+Tgap。

总切换时间Ts由下式给出：

Ts＝Ton+Toff＝Ton+Tsec+Tgap

根据实施例，应用开关的频率控制。具体地，通过下述关系，将切换 周期的频率形成为取决于干线周期的相位：

fs(Φ)＝Fmax*sin²(Φ)        (1)

也就是说，在相位Φ处的切换频率fs随该相位的正弦的平方变化。因 此，当干线电压的绝对值最高时，切换频率具有其最大值Fmax。因此 Ton-period在干线电压最高时最短，并在干线电压最低或接近零时最长。

最大切换频率Fmax的选择取决于具体应用，尤其是取决于所使用的 材料。它取决于切换损耗和由其它特性引起的损耗。在一些基于CMOS Si 开关的应用中，已经发现接近100kHz的值或许是有利的。然而，设想针 对不同的开关材料，尤其针对诸如GaN或SiC之类的宽带隙材料开关， 为最大切换频率Fmax选择较高的值是适当的。

根据上述等式，根据干线周期的相位采用频率控制控制开关可以提供 高的功率因数。这因此参照图2(a)被示出，图2(a)示出在峰值电流 控制下操作的回扫转换器的切换周期的Ton和Toff时间。转换器以间断 控制模式操作。在初级行程期间，初级电流I1增加直到它达到依据下式的 预定峰值电流Ipk：

$\mathrm{Ton}=\frac{L*\mathrm{Ipeak}}{\mathrm{Vin}},$

其中L是电感，Vin是电压(在干线周期时刻)。

一旦达到Ipeak，则开关断开，初级电流I1立即返回至零。次级电流 I2以值N.Ipeak开始，(即，它取决于变压器的匝数(term)比)，并以取 决于负载的速率降低至0。针对本说明假设N为单位1。次级电流降低至 零的时间是次级行程Tsec的长度。因而在开关返回以开始另一个切换周期 之前存在间隙Tgap。

由于$\overline{\mathrm{Iin}\left(\Phi \right)}=\frac{\mathrm{Ipeak}}{2}·\frac{\mathrm{Ton}}{\mathrm{Ts}},$

因此：$\overline{\mathrm{Iin}\left(\Phi \right)}=L·\frac{{\mathrm{Ipeak}}^2}{2}·\mathrm{Fs}·\frac{1}{\mathrm{Vin}}.$

并且由于Vin＝Vin max.sin(Φ)，

以及    Fs＝Fmax.sin²(Φ)，

则$\overline{\mathrm{Iin}\left(\Phi \right)}=L·\frac{{\mathrm{Ipeak}}^2}{2}·\frac{F\max }{\mathrm{Vin}\_\max }F\max ·\sin \left(\Phi \right)$

或$\overline{\mathrm{Iin}\left(\Phi \right)}=(L·\frac{{\mathrm{Ipeak}}^2}{2}·\frac{F\max }{{\mathrm{Vin}\_\max }^2}F\max )·\mathrm{Vin}\left(\Phi \right)$

换句话说：$\overline{\mathrm{Iin}\left(\Phi \right)}\propto \mathrm{Vin},$

也就是说，输入电流与输入电压同相，并且因此功率因数高或甚至为 单位1。

图2在图2(a)处示出如上文已经说明的单个切换周期。

图2还在图2(b)处示出根据实施例的具有干线相位的切换频率的变 化，并在图2(c)-2(e)示出转换器开关在干线半周期的不同点处的状 态的时间简档。图2(b)在210处示出y轴或纵坐标上的切换频率fs与x 轴或横坐标上的干线相位Φ之间的关系曲线。切换频率fs在干线周期的 大多数时间内符合相位Φ的正弦的平方。具体地在90°和270°处，频率fs 具有其最大值Fmax。

如图2(b)所示，切换频率fs可以设置有下限Fmin。因此，接近0°， 180°和360°，也就是说在干线相位的零交叉附近，正弦平方曲线接近如由 线215所示的最小值，而切换频率fs在220处并未降低为低于其下限Fmin。 设置下限fmin可以防止频率进入可听范围。因此下限Fmin的典型值可以 为20kHz。

图2(c)-2(e)示出转换器开关在干线半周期的不同点处的状态的 时间简档：图2(c)示出当切换频率fs处于其最大值Fmax时，如图所示 与270°相位的90°相对应时刻Φ1处的切换周期，因为 fs＝Fmax.sin²(90°)＝Fmax。此时，Vin具有其最大值，并且因此Ton取其最 小值Ton1。控制系统选择(如下文将更详细地描述的那样)此时断开时间 的持续时间Toff1，使得总切换周期Ts对应于最大切换频率Fmax。

图2(d)示出时刻Φ2处的切换周期，如图所示，时刻Φ2对应于干 线相位期间稍后的时刻。由于Ton随着1/sin(Φ)变化，此时的值Ton2大于 Ton1。控制系统选择此时断开时间的持续时间Toff2，使得总切换周期Ts2 ＝Ton2+Toff2对应于Fmax*{1/sin²(Φ)}。根据Φ2在干线相位中的精确位置， Toff2可以大于或小于Toff1。

图2(e)示出时刻Φ3和Φ4处的切换周期，如图所示，时刻Φ3和Φ4 对应于干线相位期间连续的后续时刻。如图所示，Φ3是切换频率刚好达 到最小频率Fmin的时刻(认识到切换频率不能非常接近零，否则切换周 期将变得过大，并且在该极限中，切换时间将接近明显在控制模式之外的 干线周期时间的切换时间)。在实践中，可以将最小切换频率Fmin选择为 避免在可听频率范围内出现切换，因为已知在该范围中的切换导致通常不 希望并且可能特别会刺激用户的可听信号。

在时刻Φ3处，如上文所定义的那样，由下式给出导通时间Ton3：

Ton3＝L*Ipeak/{Vin_max*sin(Φ)}。

随后根据下式计算Toff时间

Toff3＝1/Fmin-Ton3。

当相位更接近180°时，Ton将增加，因为输入电压Vin根据Vin＝ Vin_max*sin(Φ)降低，并且导通时间与Vin成反比；然而，切换频率被 保持在Fmin，因此Ton4＞Ton3，并且Toff4＜Toff3。

在实施例中，根据干线电源的相位对开关模式电源应用频率控制，并 且由比较器和锁相环确定干线电源的相位。这在图3中示意性地示出。图 3示出向其中输入脉宽调制信号PWM的主锁相环310。锁相环提供相位 信息以及最大频率参数Fmax至频率切换控制器320。同样示出为输入至 频率转换控制器320的是模式输入，可以提供该频率的频率切换控制器 320是用于改变模式使得它以例如恒定频率模式操作的转换控制器。

比较器用来确定干线的零交叉，或者更精确地说，用来确定指示干线 的零交叉时刻。

通常，比较器可以是电流比较器或电压比较器。在图4中示出电流比 较器的示例。将电阻器Rmain放置在干线电压Vmain上，并且所产生的 电流被第一电流镜410镜像。参考电流Iref由第二电流镜420镜像，并且 减去所产生的电流。通过反相器440检测所产生的电流的符号，产生PWM 信号，PWM信号在干线电压高于阈值电平Vth时为高，并且在干线电压 低于Vth时为低。因而干线的零交叉是信号PWM的低部的中点。

在图5中示出非限制性的可替换比较器。该比较器包括具有电阻器 Rmain和Rm2的分压器。将分压器的节点510设置为到比较器520的正 输入。到比较器的负输入是参考电压Vref。因此比较器520的输出PWM 在干线电压高于某个阈值Vth时为高，并且在干线电压低于阈值Vth时为 低。类似于上述示例，可以将零交叉确定为PWM信号的低部的中点。

图6示出如可以用在本发明实施例中的锁相环的示意图。锁相环600 包括与数字低通滤波器620和数字控制装置630串联的相位和频率检测器 610。数字控制装置可以提供输出至电流受控振荡器640，电流受控振荡器 640提供输入至预定标器650的振荡信号。数字控制装置630还提供输出 至10比特计数器660。10比特计数器660提供相位信息PHASE到逻辑块 670中，逻辑块670重新产生脉宽调制信号PWM_PFD。逻辑块670包括 置位复位触发器672以及逻辑比较器674和676，当相位分别为ΦA和ΦB 时，逻辑比较器674和676检查分别在时刻tA和tB处的PWM信号的下 降沿和升沿。时刻tA和tB对应于干线的干线电压与电压阈值Vth交叉的 时刻，也就是说，干线电压分别具有值VthA和VthB的时刻。当然，将 会认识到，在单个阈值Vth的情况中，电压电平VthA和VthB相等。

预定标器650操作以将振荡器频率与PWM信号的干线的频率相链 接。预定标器将振荡器的频率Fcco除以因子Ndiv，以实现目标最大工作 频率Fmax。对于以50Hz操作的干线，也就是说，半循环周期为100Hz， 最大工作频率Fmax可以被选择为等于102.4kHz(即，I2¹⁰×100Hz)。可 替换地，对于以60Hz操作的干线，也就是说，半循环周期为120Hz，最 大工作频率FS可以为选择为等于122.88kHz(即，2¹⁰×120Hz)。

这种类型的锁相环的操作对本领域技术人员来说是显而易见的，并且 由图7中示出的信号图示。将注意到，来自10比特计数器660的输出在 相位开始时从零开始上升，直到它达到2¹⁰，即1023，随后被复位至零。 计数器分别具有值A和B的时刻tA和tB用于将脉宽调制信号PWM重构 为PWM-PFD。当相位被锁定时，重构的信号是原始PWM信号的精确复 制。

PWM信号的上升沿tB处的相位Φ和VthB之间的可以被示出为：

$\mathrm{\Phi B}=\arcsin \left(\frac{\mathrm{VthB}}{\mathrm{Vmain}}\right)=\frac{B}{1024}*\pi ,---\left(2\right)$

并且PWM信号的下降沿tA处的相位Φ和VthA之间的可以被示出为：

$\mathrm{\Phi A}=\arcsin \left(\frac{\mathrm{VthA}}{\mathrm{Vmain}}\right)=\frac{A}{1024-B}*\pi ,---\left(3\right).$

来自10比特计数器的输出PHASE随后通过下式与干线电源(或PWM 信号)相关联：

$\Phi =\frac{\mathrm{PHASE}}{1024}*\pi ,---\left(4\right).$

本领域技术人员将认识到，其它合适的锁相环架构可以用来代替示出 的锁相环架构。例如，电压受控振荡器可以用来代替电流受控振荡器640。

然而，将会认识到，来自10比特计数器的输出信号PHASE可以通 过下式(6)直接用在频率转换控制中，

fs＝Fmax*sin²(Φ)，                (5)

$\mathrm{fs}=F\max *{\sin }^2(\frac{\mathrm{PHASE}}{1024}*\pi ),---\left(6\right).$

因此，这种锁相环的使用提供了导出控制参数PHASE的特别便利的 方法，该控制参数PHASE可以直接应用在频率转换控制中，而不要其它 组件，并且可以应用在可以与数字信号处理兼容的便利方法中。

将会认识到，本发明不限于根据干线电源操作的AC-DC功率转换器， 而是可以没有限制地扩展至其它AC源。

此外，将会认识到，尽管为了帮助清楚地理解，已经参照如图1中所 示的回扫转换器描述了上述实施例，但本发明不限于此。例如，并且没有 限制地，可以采用升压降压转换器，对控制方程进行必要的修改。

根据本法公开内容，其它变化和修改对本领域技术人员来说将是明显 的。这种变化和修改可以包括开关模式转换器的在本领域已知并且可以用 来代替或添加至本文中已经描述的特征的等同物和其它特征。

虽然随附权利要求涉及特征的特定组合，但应当理解，本发明的公开 范围还包括在此明确地或暗含地公开的特征的任何新颖性特征或特征的 任何新颖性组合或其任何概括，无论它是否涉及与任何权利要求中目前要 求保护的相同发明，以及无论它是否如本发明一样解决相同技术问题的任 一个或全部。

还可以在单个实施例中组合提供在单独实施例的背景中描述的特征。 反过来，还可以单独地或以任何合适的子组合提供为简要起见在单个实施 例的背景中描述的多个特征。

因而申请人通知的是，在本申请或从其分出的任何其它申请的审查期 间，可以针对这些特征和/或这些特征的组合形成新的权利要求。

为完整起见，还声明，术语″包括″不排除其它元件或步骤，术语″一″或 ″一个″不排除多个，单个处理器或其它单元可以实现在权利要求中实现数 个装置的功能，并且不应当将权利要求中的附图标记解释为限制权利要求 的保护范围。