负载调整补偿电路及开关型电压转换电路

摘要

本发明提出了一种负载调整补偿电路及开关型电压转换电路。该开关型电压转换电路以第一参考信号为基准，通过控制开关单元的导通和关断切换对输出电压进行调整，该开关单元产生切换电流使该电压转换电路的内部参考地和接地引脚之间有偏移电压。负载调整补偿电路检测引起该偏移电压的切换电流，基于切换电流对第二参考信号进行补偿，提供第一参考信号，使第一参考信号相对于接地引脚的偏移电压实质上被抵消。该负载调整补偿电路使用作开关型电压转换电路负载调整基准信号的第一参考信号以接地引脚为参考时不受偏移电压的影响，从而负载调整率得以改良。

说明书

技术领域

本公开的实施例涉及功率变换器，尤其涉及功率变换器中的负载调整补 偿电路。

背景技术

开关型电压转换电路在各种工业电子设备及消费电子设备等中得到了广 泛应用。开关型电压转换电路通常通过控制开关单元的周期性开关切换以将 输入电压转换为合适且稳定的输出电压提供给负载。

大多数开关型电压转换电路中，用于控制其开关单元的控制电路与该开 关单元集成在同一芯片上，并被封装在一起。集成于芯片上的控制电路和开 关单元均以芯片的内部参考地为参考地电势，该内部参考地通常通过阻性连 接元件，例如焊线(bondwire)等连接至芯片的封装接地引脚。在开关单元 的周期性开关切换过程中，会产生开关切换电流，该切换电流经连接内部参 考地和接地引脚的阻性连接元件流至接地引脚，将导致芯片的内部参考地和 其接地引脚之间具有偏移电压。该偏移电压会导致开关型电压转换电路的负 载调整率变差，直接对该开关型电压转换电路根据其负载的变化调节其输出 电压的精确性和稳定性造成不良的影响。开关型电压转换电路的负载调整率 通常指当该电压转换电路的负载电流变化时其输出电压相应的变化情况，通 常以输出电流从零变化到额定最大电流时，输出电压的变化量和输出电压的 百分比值来表示，是衡量电压转换电路的稳压性能的一项重要指标。

通常，开关型电压转换电路中的控制电路基于反映其输出电压的反馈信 号和表征其输出电压期望值的参考信号控制开关单元的开关切换，以根据负 载变化对输出电压进行及时调整。该参考信号通常由集成于开关型电压转换 电路芯片内部的电路提供，因而是以内部参考地为参考地电势的，相对于接 地引脚具有所述偏移电压。当开关型电压转换电路的负载电流变化时，开关 单元的切换电流随即变化，从而引起所述偏移电压变化，那么用于为调节输 出电压作基准的参考信号相对于接地引脚也在变化，使开关型电压转换电路 的负载调整率变差。

因而，希望对参考信号相对于接地引脚的偏移电压进行补偿，从而使参 考信号相对于接地引脚的该偏移电压实质上基本被抵消，以实现对开关型电 压转换电路的负载调整补偿，使开关型电压调节器的负载调整率基本不受负 载电流变化引起的该偏移电压变化的影响。

发明内容

针对现有技术中的一个或多个问题，本公开的实施例提供一种负载调整 补偿电路及开关型电压转换电路。

在本公开的一个方面，提出了一种负载调整补偿电路，用于开关型电压 转换电路，其中所述开关型电压转换电路包括开关单元，并基于该开关单元 的切换动作将输入电压转换为输出电压，所述开关型电压转换电路具有内部 参考地，该内部参考地通过阻性连接元件耦接至接地引脚并相对于所述接地 引脚具有偏移电压，所述偏移电压由来自开关单元的切换电流流过所述阻性 连接元件产生，所述负载调整补偿电路包括：电流采样单元，检测所述切换 电流，并提供表征该切换电流的采样信号；第一滤波电路，接收所述采样信 号，并对该采样信号进行滤波，以提供表征该采样信号平均值的第一平均信 号；增益电路，接收所述第一平均信号，并对该第一平均信号施加第一增益， 以提供补偿信号；以及叠加单元，接收相对于所述内部参考地具有带隙基准 电压的第二参考信号和所述补偿信号，并采用所述补偿信号对所述第二参考 信号进行补偿，以提供第一参考信号，使所述第一参考信号相对于所述接地 引脚的所述偏移电压实质上被抵消。

在本公开的再一方面，提出了一种开关型电压转换电路，包括：输入端， 用于接收输入电压；输出端，用于提供输出电压及输出电流；内部参考地， 通过阻性连接元件耦接至接地引脚并相对于所述接地引脚具有偏移电压；开 关单元，耦接所述输入端、所述输出端和所述内部参考地，并且接收控制信 号，基于该控制信号进行导通和关断切换以将所述输入电压转换为所述输出 电压，其中该开关单元的切换产生切换电流，该切换电流流过所述阻性连接 元件产生所述偏移电压；负载调整单元，接收表征所述输出电压的反馈信号 以及表征所述输出电压期望值的第一参考信号，基于该反馈信号和该第一参 考信号产生表征该反馈信号和该第一参考信号之差值的差值放大信号，并将 该差值放大信号与锯齿波信号比较产生方波信号，基于该方波信号触发计时 器产生导通时间恒定的所述控制信号，控制所述开关单元进行导通时间恒定 的导通和关断切换；以及负载调整补偿单元，接收相对于所述内部参考地具 有带隙基准电压的第二参考信号，并检测所述切换电流，基于所述切换电流 对所述第二参考信号进行补偿，以提供所述第一参考信号，使所述第一参考 信号相对于所述接地引脚的所述偏移电压实质上被抵消。

利用上述方案，根据本公开实施例的负载调整补偿电路使用作开关型电 压转换电路负载调整基准信号的第一参考信号以接地引脚为参考时不受偏移 电压的影响，从而负载调整率得以改良。并且该负载调整电路实现简单，便 于集成，生产成本较低。包括该负载调整电路的开关型电压转换电路具有良 好的负载调整率，并且无需为开关单元设置独立于电路中的其它电路单元的 接地引脚的接地引脚，电路尺寸和成本均得以降低。

附图说明

下面的附图有助于更好地理解接下来对本公开不同实施例的描述。这些 附图并非按照实际的特征、尺寸及比例绘制，而是示意性地示出了本公开一 些实施方式的主要特征。这些附图和实施方式以非限制性、非穷举性的方式 提供了本公开的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同 或类似的组件或结构采用相同的附图标记。

图1示出了根据本公开一个实施例的开关型电压转换电路100的电路架 构示意图；

图2示出了根据本公开一个实施例的开关型电压转换电路200的电路架 构示意图；

图3示出了根据本公开一个实施例的开关型电压转换电路300的电路架 构示意图；

图4示出了根据本公开一个实施例的开关型电压转换电路400的电路架 构示意图。

具体实施方式

下面将详细说明本公开的一些实施例。在接下来的说明中，一些具体的 细节，例如实施例中的具体电路结构和这些电路元件的具体参数，都用于对 本公开的实施例提供更好的理解。本技术领域的技术人员可以理解，即使在 缺少一些细节或者其他方法、元件、材料等结合的情况下，本公开的实施例 也可以被实现。

在本公开的说明书中，提及“一个实施例”时均意指在该实施例中描述 的具体特征、结构或者参数、步骤等至少包含在根据本公开的一个实施例中。 因而，在本公开的说明书中，若采用了诸如“根据本公开的一个实施例”、 “在一个实施例中”等用语并不用于特指在同一个实施例中，若采用了诸如 “在另外的实施例中”、“根据本公开的不同实施例”、“根据本公开另外 的实施例”等用语，也并不用于特指提及的特征只能包含在特定的不同的实 施例中。本领域的技术人员应该理解，在本公开说明书的一个或者多个实施 例中公开的各具体特征、结构或者参数、步骤等可以以任何合适的方式组合。 另外，在本公开的说明书及权利要求中，“耦接”一词意指通过电气或者非 电气的方式实现直接或者间接的连接。“一个”并不用于特指单个，而是可 以包括复数形式。“在……中”可以包括“在……中”和“在……上”的含 义。除非特别明确指出，“或”可以包括“或”、“和”及“或/和”的含义， 并不用于特指只能选择几个并列特征中的一个，而是意指可以选择其中的一 个或几个或其中某几个特征的组合。除非特别明确指出，“基于”一词不具 有排它性，而是意指除了基于明确描述的特征之外，还可以基于其它未明确 描述的特征。“电路”意指至少将一个或者多个有源或无源的元件耦接在一 起以提供特定功能的结构。“信号”至少可以指包括电流、电压、电荷、温 度、数据、压力或者其它类型的信号。若“晶体管”的实施例可以包括“场 效应晶体管”或者“双极结型晶体管”，则“栅极/栅区”、“源极/源区”、 “漏极/漏区”分别可以包括“基极/基区”、“发射极/发射区”、“集电极/ 集电区”，反之亦然。本领域的技术人员应该理解，以上罗列的对本公开中 描述用语的解释仅仅是示例性的，并不用于对各用语进行绝对的限定。

图1示出了根据本公开一个实施例的开关型电压转换电路100的电路架 构示意图。该开关型电压转换电路100包括：输入端IN，用于接收输入电压 Vin；输出端OUT，用于提供恒定的输出电压Vo以为负载105供电，并向 负载105提供输出电流Io；内部参考地PGND，通过阻性连接元件Rpgnd连 接至接地引脚GND；开关单元101，耦接所述输入端IN、所述输出端OUT 和所述内部参考地PGND，并且接收控制信号(例如，图1中示意的第一控 制信号DR1和第二控制信号DR2)，基于该控制信号进行导通和关断切换 以将所述输入电压Vin转换为所述输出电压Vo；负载调整单元102，接收表 征输出电压Vo的反馈信号V_FB，以及表征所述输出电压期望值的第一参考信 号REF1，基于该反馈信号V_FB和该第一参考信号REF1提供控制信号(例如， 图1中示意的第一控制信号DR1和第二控制信号DR2)至控制单元101，采 用导通时间恒定的控制模式控制所述开关单元进行导通时间恒定的导通和关 断切换，从而实现对输出电压Vo的调整。例如，当电压转换电路100的负 载变化时，比如需要为负载105提供的输出电流Io增大或者减小，则输出电 压Vo会瞬时变化，而负载调整单元102检测输出电压Vo的变化(例如，通 过反馈信号V_FB)，并基于输出电压Vo与其期望值之间的变化量(例如，通 过该反馈信号V_FB和第一参考信号REF1反映)对开关单元101进行控制， 从而达到调整输出电压Vo至其期望值的目的。

图1所示的实施例中，开关单元101示例性地包括串联耦接于输入端IN 和内部参考地PGND之间的高侧开关M_HS和低侧开关M_LS，并且高侧开关 M_HS和低侧开关M_LS的公共耦接点形成切换电压输出端SW，通过诸如滤波 单元103耦接至输出端OUT。通常滤波单元103用于将切换电压输出端SW 处的切换电压V_SW进行滤波以提供平滑的输出电压Vo。图1所示的示例性 实施例中，滤波单元103包括感性储能元件Lo和容性储能元件Co，该感性 储能元件的第一端耦接切换电压输出端SW以接收切换电压V_SW，其第二端 耦接至输出端OUT，该容性储能元件Co的第一端耦接输出端OUT，其第二 端耦接至接地引脚GND。图1所示的示例性实施例中，高侧开关M_HS和低 侧开关M_LS的耦接方式构成降压型拓扑，因而本示例中的开关型电压转换电 路100可以称为开关型降压电压转换电路。高侧开关M_HS可以看作开关单元 101中的主开关，通常可以将主开关(例如，图1中示意的高侧开关M_HS) 的导通与关断切换看作开关单元101的导通与关断切换。负载调整单元102 控制低侧开关M_LS进行与主开关(高侧开关M_HS)互补的导通和关断切换。

在图示的实施例中，负载调整单元102的一个输入端接收表征输出电压 Vo的反馈信号V_FB，另一输入端接收表征所述输出电压Vo的期望值的第一 参考信号REF1，基于该反馈信号V_FB和该第一参考信号REF1产生表征该反 馈信号V_FB和该第一参考信号REF1之差值的差值放大信号V_REG，并将该差 值放大信号V_REG与锯齿波信号V_RAMP比较产生方波信号PWM，基于该方波 信号PWM触发计时器Timer计时以产生导通时间恒定的控制信号DR1和 DR2，分别控制所述高侧开关M_HS和所述低侧开关M_LS的切换，其中控制信 号DR1驱动高侧开关M_HS(主开关)以恒定的导通时间进行导通和关断切换。 在图1示意的示例性实施例中，负载调整单元102以控制开关单元101中的 主开关M_HS进行导通时间恒定的导通和关断切换的方式对输出电压Vo进行 调整，即采用导通时间恒定的控制模式。

在一个示例性的实施例中，参考图1示意，开关型电压转换电路100还 包括反馈电路，该反馈电路示例性地包括第一反馈电阻Rfb和第二反馈电阻 Rref串联耦接于输出端OUT和接地引脚GND之间，该第一反馈电阻Rfb和 第二反馈电阻Rref的公共连接端作为反馈输出端，提供所述反馈信号V_FB。

根据本公开的一个实施例，参考图1的示例，负载调整单元102可以包 括：负载调整运算放大器1021，比较器1022，以及计时器1023和逻辑电路 1024。负载调整运算放大器1021具有第一调整输入端、第二调整输入端和调 整输出端，该第一调整输入端用于接收所述反馈信号V_FB，该第二调整输入 端用于接收所述第一参考信号REF1，该负载调整运算放大器1021用于对所 述反馈信号V_FB和第一参考信号REF1进行运算处理以在其调整输出端提供 表征所述反馈信号V_FB和第一参考信号REF1之差值的调整信号V_REG。比较 器1022具有第一比较输入端、第二比较输入端和比较输出端，该第一比较输 入端用于接收所述调整信号V_REG，该第二比较输入端用于接收锯齿波信号 V_RAMP，该比较器1022用于将调整信号V_REG和锯齿波信号V_RAMP进行比较以 在其比较输出端提供方波信号PWM，该方波信号PWM携带有所述调整信 号V_REG的信息并受该调整信号V_REG调整。计时器1023具有计时控制端和计 时输出端，该计时控制端用于接收所述方波信号，该计时器1023由所述方波 信号触发并进行恒定时间T_ON的计时，以在其计时输出端提供表征该恒定时 间T_ON的计时信号VT。逻辑电路1024具有逻辑输入端和逻辑输出端，该逻 辑输入端用于接收所述计时信号VT，该逻辑电路1024基于该计时信号VT 在其逻辑输出端提供所述控制信号，用于控制开关单元101以导通时间恒定 的模式进行导通和关断切换，其中导通时间为所述恒定时间T_ON。例如，参 考图1示意，逻辑电路1024的逻辑输出端可以包括第一逻辑输出端和第二逻 辑输出端分别用于提供第一控制信号DR1和第二控制信号DR2，即所述控 制信号包括该第一控制信号DR1和该第二控制信号DR2。该第一控制信号 DR1和该第二控制信号DR2分别用于驱动开关单元101中的主开关M_HS和 低侧开关M_LS进行互补地导通和关断切换，并且第一控制信号DR1使主开关 M_HS的导通时间恒定为所述恒定时间T_ON。

在开关型电压转换电路100中开关单元101的导通与关断切换将产生切 换电流，例如高侧开关M_HS和低侧开关M_LS的导通与关断切换分别产生高侧 电流I_HS和低侧电流I_LS。开关单元101产生的切换电流流经内部参考地PGND 与接地引脚GND之间的阻性连接元件Rpgnd使该内部参考地PGND和接地 引脚GND之间产生偏移电压Voffset。例如图1中示意的开关型降压电压转 换电路100中，偏移电压Voffset由低侧开关M_LS产生的低侧电流I_LS流经所 述阻性连接元件Rpgnd产生。该偏移电压Voffset随切换电流(例如图1示 例中的低侧电流I_LS)变化而变化，也就是说该偏移电压Voffset会随提供给 负载的输出电流(也可称为负载电流)Io变化。因此，该偏移电压Voffset 会对负载调整单元102根据负载变化(例如负载电流Io的变化)对输出电压 Vo进行负载调整的能力产生不良影响。这是因为负载调整单元102进行负载 调整的参考基准是所述的第一参考信号REF1，而该第一参考信号REF1通常 基于开关型电压转换电路100内部集成的基准电压产生电路(例如，本领域 技术人员熟知的带隙基准电压产生电路等其他基准电压产生电路)提供，因 而是以内部参考地PGND为参考地电势的。偏移电压Voffset会导致以内部 参考地PGND为参考地电势的第一参考信号REF1相对于接地引脚GND也 具有该偏移电压Voffset，而该接地引脚GND才是开关型电压转换电路100 及其负载实际的参考地。因而第一参考信号REF1相对于接地引脚GND的偏 移电压Voffset会影响负载调整单元102的负载调整能力，使开关型电压转换 电路100的负载调整率变差。

根据本公开的一个实施例，为改善开关型电压转换电路100的负载调整 能力，该开关型电压转换电路100还可以包括负载调整补偿单元104，用于 将第一参考信号REF1相对于接地引脚GND的偏移电压Voffset基本上补偿 抵消。负载调整补偿单元104接收相对于所述内部参考地PGND具有带隙基 准电压的第二参考信号REF2，并检测流过阻性连接元件Rpgnd的切换电流， 基于该切换电流对第二参考信号REF2进行补偿，以提供所述第一参考信号 REF1，使所述第一参考信号REF1相对于接地引脚GND的偏移电压Voffset 实质上被抵消。通常在采用导通时间恒定控制模式的开关型电压转换电路中， 例如图1示意的电路100，负载调整单元102不具有电流检测电路，对开关 单元101的控制也不采用切换电流或者负载电流信息，因而负载调整单元102 并不能提供表征切换电流或者负载电流的信号。

根据图1示意的示例性实施例，开关型降压电压转换电路100中，流过 阻性连接元件Rpgnd的切换电流包括由开关单元101中的低侧开关M_LS产生 的低侧电流I_LS。在开关单元101的切换过程中，高侧开关M_HS以恒定的导通 时间进行导通和关断切换，低侧开关M_LS以与高侧开关M_HS互补的方式进行 导通和关断切换，通常将高侧开关M_HS的导通时间占整个导通和关断切换周 期的比例称为占空比D，则低侧电流I_LS流过阻性连接元件Rpgnd的时间占 整个切换周期的比例为1-D。在这种情况下，希望负载调整补偿单元104将 由低侧电流I_LS在占每个切换周期比例为1-D的时间内流过阻性连接元件 Rpgnd引起的Voffset从以接地引脚GND为参考时的第一参考信号REF1中 补偿抵消。

根据本公开的一个实施例，负载调整补偿单元104可以包括：电流采样 单元1041，检测流过阻性连接元件Rpgnd的切换电流，并提供表征该切换电 流的采样信号VS；第一滤波电路1042，接收所述采样信号VS，并对该采样 信号VS进行滤波，以提供表征该采样信号VS的平均值的第一平均信号 VA1；增益电路1043，接收所述第一平均信号VA1，并对该第一平均信号 VA1施加第一增益，以提供补偿信号VCP；以及叠加单元1044，接收所述 第二参考信号REF2和所述补偿信号VCP，并采用所述补偿信号VCP对所述 第二参考信号REF2进行补偿，以提供第一参考信号REF1，使所述第一参考 信号REF1相对于所述接地引脚GND的所述偏移电压Voffset实质上被抵消。

例如，图1示意的开关型降压电压转换电路100中，电流采样单元1041 需要检测的切换电流为由低侧开关M_LS产生的低测电流I_LS。根据本公开的一 个实施例，负载调整补偿单元104通过直接检测低侧电流I_LS的方式提供所述 采样信号VS，以用于对第二参考信号REF2进行补偿。这样，参考图1所示， 电流采样单元1041可以包括：低侧电流采样电路，耦接至所述低侧开关M_LS， 检测所述低侧电流I_LS，并提供表征该低侧电流I_LS的低侧采样信号作为所述 采样信号VS。在一个实施例中，所述低侧采样电路可以包括：采样电阻， 与所述低侧开关M_LS串联耦接；和低侧电流检测放大器，具有第一检测端、 第二检测端和检测输出端，该第一检测端耦接所述采样电阻的第一端，该第 二检测端耦接所述采样电阻的第二端，该检测输出端提供表征所述低侧电流 I_LS的低侧采样信号作为所述采样信号VS。根据本公开的一个实施例，所述 低侧电流采样电路具有低侧采样增益K_L，那么所述低侧采样电路提供的低侧 采样信号作为所述采样信号VS可以表示为VS＝I_LS*K_L。

根据本公开的一个示例性实施例，如图1示意，所述第一滤波电路1042 可以包括：第一电阻R1，具有电阻第一端和电阻第二端，所述电阻第一端用 于接收所述采样信号VS；第一电容C1，具有电容第一端和电容第二端，所 述电容第一端耦接所述电阻第二端，所述电容第二端耦接所述内部参考地 PGND；和第二电阻R2，具有电阻第三端和电阻第四端，所述电阻第三端耦 接所述电阻第二端，所述电阻第四端用于提供所述第一平均信号VA1。对于 图1示意的开关型降压电压转换电路100，所述采样信号VS为表征流过阻 性连接元件Rpgnd的低侧电流I_LS的采样信号，则该第一平均信号VA1为表 征该低侧电流I_LS的平均值的平均信号，可以表示为VA1＝Io*(1-D)*K_L。 其中Io表示所述输出电流，而输出电流Io是高侧电流I_HS和低侧电流I_LS之 和在一个切换周期内的平均值。

根据本公开的一个示例性实施例，如图1示意，所述增益电路1043可以 包括：所述第一电阻R1、所述第二电阻R2和第三电阻R3，其中所述第三电 阻R3具有电阻第五端和电阻第六端，该电阻第五端耦接所述电阻第四端， 该电阻第六端耦接所述内部参考地PGND，该增益电路1043在所述电阻第五 端提供所述补偿信号VCP。

图1示意的开关型降压电压转换电路100中，由于低侧电流I_LS的流向为 从接地引脚GND至内部参考地PGND，因而该内部参考地PGND以所述接 地引脚GND为参考时，相对于接地引脚GND的偏移电压Voffset为负，并 可以表示为Voffset＝Io*(1-D)*Rpgnd。希望负载调整补偿单元104中的所 述叠加单元1044将所述补偿信号VCP与表征所述第二参考信号REF2的信 号(包括该第二参考信号本身)进行加运算，以抵消所述偏移电压Voffset。 根据本公开的一个示例性实施例，所述叠加单元1044可以包括加运算电路， 接收所述补偿信号VCP和所述第二参考信号REF2，并将所述补偿信号VCP 与表征所述第二参考信号REF2的信号实施加运算，以输出所述第一参考信 号REF1。在一个示例性的实施例中，如图1示意，所述叠加单元1044可以 包括：所述第三电阻R3、第四电阻R4和第五电阻R5，其中所述第四电阻 R4具有电阻第七端和电阻第八端，所述第五电阻R5具有电阻第九端和电阻 第十端，所述电阻第七端耦接所述电阻第五端，所述电阻第八端耦接所述电 阻第九端形成所述叠加单元1044的叠加输出端，所述电阻第十端接收所述第 二参考信号REF2，所述叠加输出端用于提供所述第一参考信号REF1。在图 1中示意的示例性叠加单元1044中，可以选择设定第三电阻R3的阻值远远 小于第一电阻R1、第二电阻R2、第四电阻R4和第五电阻R5的阻值。这样 该第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考地电势时可以表示为：

$\mathrm{REF}1\approx \frac{\mathrm{REF}2\times (R3+R4)}{(R3+R4+R5)}+\frac{\mathrm{Io}+K_L\times (1-D)\times R3}{R1+R2}\times \frac{R5}{R4+R5}-\mathrm{Io}\times (1-D)\times \mathrm{Rpgnd}---\left(1\right)$

由上式(1)可见，所述叠加单元1044将表征第二参考信号REF2的项， 即上式(1)中进行加减运算的第一项与表征采样信号VS 的项，即上式(1)进行加减运算的第二项实施了加 运算。通过合适选择上式(1)中第二项中的低侧采样增益K_L、第一电阻R1、 第二电阻R2和第三电阻R3的值便可以将上式(1)中第三项，即Voffset＝Io* (1-D)*Rpgnd的项基本上抵消，从而使第一参考信号REF1以接地引脚GND 为参考地电势时的值不受偏移电压Voffset的影响。根据本公开图1示意的示 例性实施例，开关型电压转换电路100中由于集成了负载调整补偿单元104， 其用作负载调整基准信号的第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考时不 再受偏移电压Voffset的影响，从而负载调整率得以改良。

图2示出了根据本公开另一实施例的开关型电压转换电路200的电路架 构示意图。为简明且便于理解，图2示意的实施例中那些功能上与在图1示 意的实施例中相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。在图2示意 的示例性实施例中，开关型电压转换电路200中的开关单元101的结构与图 1示意的开关型电压转换电路100中的相同，仍然具有降压型拓扑，因而开 关型电压转换电路200可以称为开关型降压电压转换电路。在该开关型降压 电压转换电路200中，流过阻性连接元件Rpgnd的切换电流仍包括由开关单 元101中的低侧开关M_LS产生的低侧电流I_LS。因而，负载调整补偿单元104 中的电流采样单元1041需要检测的切换电流仍为由低侧开关M_LS产生的低 测电流I_LS。在图1示意的实施例中，电流采样单元1041通过直接检测该低 侧电流I_LS的方式提供所述采样信号VS。根据本公开的一个变型实施例，如 图2示意，电流采样单元1041通过检测流过高侧开关M_HS的高侧电流I_HS的 方式提供所述采样信号VS。

根据图2的示例性实施例，所述电流采样单元1041可以包括：高侧采样 电路201，耦接所述高侧开关M_HS，检测所述高侧电流I_HS，并提供表征所述 高侧电流I_HS的高侧采样信号V_SH；第一开关元件202，具有开关第一端和开 关第二端，该开关第一端接收所述高侧采样信号V_SH，该第一开关元件与所 述高侧开关M_HS进行同步的导通和关断切换，用于将所述高侧采样信号V_SH在该高侧开关M_HS导通时传输至该开关第二端；第二滤波电路203(LPF2)， 具有滤波输入端和滤波输出端，该滤波输入端耦接所述开关第二端以在所述 高侧开关M_HS导通时间内接收所述高侧采样信号V_SH，该第二滤波电路203 对所述高侧开关M_HS导通时间内的所述高侧采样信号V_SH进行滤波，在其滤 波输出端提供表征所述高侧电流I_HS和所述低侧电流I_LS之和的平均值(即， 输出电流Io)的第二平均信号VA2；第二开关元件204，具有开关第三端和 开关第四端，该开关第三端接收所述第二平均信号VA2，该第二开关元件204 与所述低侧开关M_LS进行同步的导通和关断切换，用于将所述第二平均信号 VA2在所述低侧开关M_LS导通时传输至该开关第四端以提供所述采样信号 VS。根据本公开的一个实施例，所述高侧采样电路201具有高侧采样增益 K_H，那么所述高侧采样信号V_SH可以表示为V_SH＝K_H*I_HS，所述第二平均信号 VA2可以表示为VA2＝K_H*Io，所述采样信号VS可以表示为VS＝K_H*Io* (1-D)。

根据本公开图2的示例性实施例，所述电流采样单元1041还可以包括电 压缓冲器205(buffer)。该电压缓冲器205耦接于所述第二滤波电路203的 滤波输出端和所述开关第三端之间，接收所述第二平均信号VA2，并增加该 第二平均信号VA2的电流驱动能力，以输出电流驱动能力增大的该第二平均 信号VA2至所述开关第三端。

根据图2的示例性实施例，负载调整补偿单元104中的第一滤波电路 1042、增益电路1043和叠加单元1044的结构与图1示意的实施例中的相同。 因而图2示意的实施例中第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考地电势 时可以表示为：

$\mathrm{REF}1\approx \frac{\mathrm{REF}2\times (R3+R4)}{(R3+R4+R5)}+\frac{\mathrm{Io}+K_H\times (1-D)\times R3}{R1+R2}\times \frac{R5}{R4+R5}-\mathrm{Io}\times (1-D)\times \mathrm{Rpgnd}---\left(2\right)$

由上式(2)可见，所述叠加单元1044将表征第二参考信号REF2的项， 即上式(2)中进行加减运算的第一项与表征采样信号VS 的项，即上式(2)进行加减运算的第二项实施了 加运算。通过合适选择上式(2)中第二项中的高侧采样增益K_H、第一电阻 R1、第二电阻R2和第三电阻R3的值便可以将上式(2)中第三项，即Voffset＝ Io*(1-D)*Rpgnd的项基本上抵消，从而使第一参考信号REF1以接地引脚 GND为参考地电势时的值不受偏移电压Voffset的影响。根据本公开图2示 意的示例性实施例，开关型电压转换电路200中由于集成了负载调整补偿单 元104，其用作负载调整基准信号的第一参考信号REF1以接地引脚GND为 参考时不再受偏移电压Voffset的影响，从而负载调整率得以改良。

图3示出了根据本公开另一实施例的开关型电压转换电路300的电路架 构示意图。图3示意的实施例中那些功能上与在图1示意的实施例中相同或 类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。在图3示意的示例性实施例中， 开关型电压转换电路300中的开关单元101仍示意性地包括高侧开关M_HS和 低侧开关M_LS，该高侧开关M_HS耦接于所述输入端IN和所述内部参考地 PGND之间，该低侧开关M_LS耦接于所述输入端IN和所述输出端OUT之间。 在一个实施例中，如图3的示意，高侧开关M_HS和低侧开关M_LS的公共耦接 点也形成切换电压输出端SW，其通过例如感性储能元件Lo耦接至输入端 IN，低侧开关M_LS的另一端通过例如容性储能元件Co(可以看作滤波电路 103)耦接至输出端OUT。开关单元101仍接收控制信号，例如，图3中也 示意为DR1和DR2，用于控制该高侧开关M_HS和该低侧开关M_LS互补地导 通和关断切换，并控制该高侧开关M_HS的导通时间恒定。图3所示的示例性 实施例中，高侧开关M_HS和低侧开关M_LS的耦接方式构成升压型拓扑，因而 本示例中的开关型电压转换电路300可以称为开关型升压电压转换电路。高 侧开关M_HS可以看作开关单元101中的主开关。

根据本公开如图3示意的示例性实施例，开关型升压电压转换电路300 中的负载调整单元102的电路架构和功能与图1和图2中示意的开关型降压 电压转换电路100和200中的相同/相似。如图3示意，负载调整单元102也 可以包括：负载调整运算放大器1021、比较器1022，以及计时器1023和逻 辑电路1024等电路模块，用于基于反馈信号V_FB和第一参考信号REF1提供 控制信号(例如图3中示意的第一控制信号DR1和第二控制信号DR2)至 开关单元101，以控制开关单元101进行导通时间恒定的导通和关断切换。 具体工作方式及工作原理可以参考针对图1和图2的实施例中有关负载调整 单元102的描述，为简明且便于理解，这里不再赘述。当然，本领域的普通 技术人员应该理解，这里的电路架构和功能相同/相似并不用于限定电压转换 电路300中的负载调整单元102的具体结构、电路元件及参数与电压转换电 路100和200中的完全相同，而是可以根据具体应用及设计要求进行变换/ 替换，而并不超出本公开的精神和保护范围。

根据本公开如图3示意的示例性实施例，仍可以将主开关(例如，图3 中示意的高侧开关M_HS)的导通与关断切换看作开关单元101的导通与关断 切换。负载调整单元102提供控制信号(例如第一控制信号DR1和第二控制 信号DR2)驱动高侧开关M_HS(主开关)以恒定的导通时间进行导通和关断 切换以对输出电压Vo进行调整，即采用导通时间恒定的控制模式。通常仍 将高侧开关M_HS的导通时间占整个导通和关断切换周期的比例称为占空比 D，则与高侧开关M_HS的切换互补的低侧开关M_LS的导通时间占整个切换周 期的比例为1-D。根据图3示意的示例性实施例，开关型升压电压转换电路 300中，流过阻性连接元件Rpgnd的切换电流包括由开关单元101中的高侧 开关M_HS产生的高侧电流I_HS。在这种情况下，希望负载调整补偿单元104 将由高侧电流I_HS在占每个切换周期比例为D的时间内流过阻性连接元件 Rpgnd引起的Voffset从以接地引脚GND为参考时的第一参考信号REF1中 补偿抵消。

根据本公开如图3示意的示例性实施例，负载调整补偿单元104可以包 括：电流采样单元1041，检测流过阻性连接元件Rpgnd的切换电流，并提供 表征该切换电流的采样信号VS；第一滤波电路1042，接收所述采样信号VS， 并对该采样信号VS进行滤波，以提供表征该采样信号VS的平均值的第一 平均信号VA1；增益电路1043，接收所述第一平均信号VA1，并对该第一 平均信号VA1施加第一增益，以提供补偿信号VCP；以及叠加单元1044， 接收所述第二参考信号REF2和所述补偿信号VCP，并采用所述补偿信号对 所述第二参考信号进行补偿，以提供第一参考信号REF1，使所述第一参考 信号REF1相对于所述接地引脚GND的所述偏移电压Voffset实质上被抵消。

在图3示意的示例性实施例中，电流采样单元1041需要检测的切换电流 为由高侧开关M_HS产生的高侧电流I_HS。根据本公开的一个实施例，负载调 整补偿单元104通过直接检测高侧电流I_HS的方式提供所述采样信号VS，以 用于对第二参考信号REF2进行补偿。这样，参考图3所示，电流采样单元 1041可以包括：高侧电流采样电路，耦接至所述高侧开关M_HS，检测所述高 侧电流I_HS，并提供表征该高侧电流I_HS的高侧采样信号作为所述采样信号 VS。在一个实施例中，所述高侧采样电路可以包括：采样电阻，与所述高侧 开关M_HS串联耦接；和高侧电流检测放大器，具有第一检测端、第二检测端 和检测输出端，该第一检测端耦接所述采样电阻的第一端，该第二检测端耦 接所述采样电阻的第二端，该检测输出端提供表征所述低侧电流I_LS的低侧采 样信号作为所述采样信号VS。根据本公开的一个实施例，所述高侧电流采 样电路具有高侧采样增益K_H，那么所述高侧采样电路提供的高侧采样信号作 为所述采样信号VS可以表示为VS＝I_HS*K_H。

根据本公开如图3示意的示例性实施例，所述第一滤波电路1042可以包 括：第一电阻R1，具有电阻第一端和电阻第二端，所述电阻第一端用于接收 所述采样信号VS；和第一电容C1，具有电容第一端和电容第二端，所述电 容第一端耦接所述电阻第二端，所述电容第二端耦接所述内部参考地PGND； 所述电阻第二端用于提供所述第一平均信号VA1。对于图3示意的开关型升 压电压转换电路300，所述采样信号VS为表征流过阻性连接元件Rpgnd的 高侧电流I_HS的采样信号，则该第一平均信号VA1为表征该高侧电流I_HS的 平均值的平均信号，可以表示为VA1＝Io*D*K_H。其中Io是高侧电流I_HS和低 侧电流I_LS之和在一个切换周期内的平均值，即表示输出电流。

根据本公开如图3示意的示例性实施例，所述增益电路1043可以包括： 放大器AMP、晶体管T和第三电阻R3；其中，所述放大器AMP具有正相 输入端、反相输入端和放大输出端，其正相输入端耦接所述电阻第四端以接 收所述第一平均信号VA1；所述晶体管T具有控制端、晶体管第一端和晶体 管第二端，其控制端耦接所述放大输出端；所述第三电阻R3具有电阻第五 端和电阻第六端，该电阻第五端耦接所述放大器的反相输入端和所述晶体管 第一端，该电阻第六端耦接所述内部参考地PGND；所述晶体管第二端提供 所述补偿信号VCP。

根据本公开如图3示意的示例性实施例，由于高侧电流I_HS的流向为从 内部参考地PGND至接地引脚GND，因而该内部参考地PGND以所述接地 引脚GND为参考时，相对于接地引脚GND的偏移电压Voffset为正，并可 以表示为Voffset＝Io*D*Rpgnd。因而，希望负载调整补偿单元104中的所述 叠加单元1044将所述补偿信号VCP与表征所述第二参考信号REF2的信号 (包括该第二参考信号REF2本身)进行减运算，以抵消所述偏移电压 Voffset。根据本公开的一个示例性实施例，所述叠加单元1044可以包括减运 算电路，接收所述补偿信号VCP和所述第二参考信号REF2，并将所述补偿 信号VCP与表征所述第二参考信号REF2的信号实施减运算，以输出所述第 一参考信号REF1。在一个示例性的实施例中，如图3示意，所述叠加单元 1044可以包括：第四电阻R4和第五电阻R5，其中所述第四电阻R4具有电 阻第七端和电阻第八端，所述第五电阻R5具有电阻第九端和电阻第十端， 所述电阻第七端耦接所述内部参考地PGND，所述电阻第八端耦接所述电阻 第九端形成所述叠加单元1044的叠加输出端，所述电阻第十端接收所述第二 参考信号REF2，所述叠加输出端用于提供所述第一参考信号REF1。在图3 中示意的示例性叠加单元1044中，补偿信号VCP和第二参考信号REF2的 减运算是基于叠加输出端处应用节点电流定律实现的。这样该电压转换电路 300中的第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考地电势时可以表示为：

$\mathrm{REF}1\approx \frac{\mathrm{REF}2\times R4}{R4+R5}-\frac{\mathrm{Io}\times K_H\times D\times R4\times R5}{(R4+R5)\times R3}+\mathrm{Io}\times D\times \mathrm{Rpgnd}---\left(3\right)$

由上式(3)可见，所述叠加单元1044将表征第二参考信号REF2的项， 即上式(3)中进行加减运算的第一项与表征采样信号VS的项， 即上式(3)进行加减运算的第二项实施了减运算。通过合 适选择上式(3)中第二项中的高侧采样增益K_H和第三电阻R3的值便可以 将上式(3)中第三项，即Voffset＝Io*D*Rpgnd的项基本上抵消，从而使第 一参考信号REF1以接地引脚GND为参考地电势时的值不受偏移电压 Voffset的影响。根据本公开图3示意的示例性实施例，开关型电压转换电路 300中由于集成了负载调整补偿单元104，其用作负载调整基准信号的第一参 考信号REF1以接地引脚GND为参考时不再受偏移电压Voffset的影响，从 而负载调整率得以改良。

图4示出了根据本公开另一实施例的开关型电压转换电路400的电路架 构示意图。为简明且便于理解，图4示意的实施例中那些功能上与在图3示 意的实施例中相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。在图4示意 的示例性实施例中，开关型电压转换电路400中的开关单元101的结构与图 3示意的开关型电压转换电路300中的相同，仍然具有升压型拓扑，因而开 关型电压转换电路400可以称为开关型升压压电压转换电路。在该开关型升 压电压转换电路400中，流过阻性连接元件Rpgnd的切换电流仍包括由开关 单元101中的高侧开关M_HS产生的高侧电流I_HS。因而，负载调整补偿单元 104中的电流采样单元1041需要检测的切换电流仍为由高侧开关M_HS产生的 高侧电流I_HS。在图3示意的实施例中，电流采样单元1041通过直接检测该 高侧电流I_HS的方式提供所述采样信号VS。根据本公开的一个变型实施例， 如图4示意，电流采样单元1041通过检测流过低侧开关M_LS的低侧电流I_LS的方式提供所述采样信号VS。

根据图4的示例性实施例，所述电流采样单元1041可以包括：低侧采样 电路401，耦接所述低侧开关M_LS，检测所述低侧电流I_LS，并提供表征所述 低侧电流I_LS的低侧采样信号V_SL；第三开关元件402，具有开关第五端和开 关第六端，该开关第五端接收所述低侧采样信号V_SL，该第三开关元件与所 述低侧开关M_LS进行同步的导通和关断切换，用于将所述低侧采样信号V_SL在该低侧开关M_LS导通时传输至该开关第六端；第三滤波电路403，具有滤 波输入端和滤波输出端，该滤波输入端耦接所述开关第六端以在所述低侧开 关M_LS导通时间内接收所述低侧采样信号V_SL，该第三滤波电路403(LPF3) 对所述低侧开关M_LS导通时间内的所述低侧采样信号V_SL进行滤波，在其滤 波输出端提供表征所述低侧电流I_HS和所述低侧电流I_LS之和的平均值(即， 输出电流Io)的第三平均信号VA3；第四开关元件404，具有开关第七端和 开关第八端，该开关第七端接收所述第三平均信号VA3，该第四开关元件404 与所述高侧开关M_HS进行同步的导通和关断切换，用于将所述第三平均信号 VA3在所述高侧开关M_HS导通时传输至该开关第八端以提供所述采样信号 VS。根据本公开的一个实施例，所述低侧采样电路401具有低侧采样增益 K_L，那么所述低侧采样信号V_SL可以表示为V_SL＝K_L*I_LS，所述第三平均信号 VA3以表示为VA3＝K_L*Io，所述采样信号VS可以表示为VS＝K_L*Io*D。

根据本公开图4的示例性实施例，所述电流采样单元1041还可以包括电 压缓冲器405(buffer)。该电压缓冲器405，耦接于所述第三滤波电路403 的滤波输出端和所述开关第七端之间，接收所述第三平均信号VA3，并增加 该第三平均信号VA3的电流驱动能力，以输出电流驱动能力增大的该第三平 均信号VA3至所述开关第七端。

根据图4的示例性实施例，负载调整补偿单元104中的第一滤波电路 1042、增益电路1043和叠加单元1044的结构与图3示意的实施例中的相同。 因而图4示意的实施例中第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考地电势 时可以表示为：

$\mathrm{REF}1\approx \frac{\mathrm{REF}2\times R4}{R4+R5}-\frac{\mathrm{Io}\times K_L\times D\times R4\times R5}{(R4+R5)\times R3}+\mathrm{Io}\times D\times \mathrm{Rpgnd}---\left(4\right)$

由上式(4)可见，所述叠加单元1044将表征第二参考信号REF2的项， 即上式(4)中进行加减运算的第一项与表征采样信号VS的项， 即上式(4)进行加减运算的第二项实施了减运算。通过合 适选择上式(4)中第二项中的低侧采样增益K_L和第三电阻R3的值便可以 将上式(4)中第三项，即Voffset＝Io*D*Rpgnd的项基本上抵消，从而使第 一参考信号REF1以接地引脚GND为参考地电势时的值不受偏移电压 Voffset的影响。根据本公开图4示意的示例性实施例，开关型电压转换电路 400中由于集成了负载调整补偿单元104，其用作负载调整基准信号的第一参 考信号REF1以接地引脚GND为参考时不再受偏移电压Voffset的影响，从 而负载调整率得以改良。

以上对根据本公开各实施例的负载调整补偿电路104及包括该负载调整 补偿电路的开关型电压转换电路进行了示例性的说明。基于图1至图4所描 述的各示例性实施例及其变形实施方式，根据本公开各实施例的负载调整补 偿单元104基于检测引起内部参考地PGND与接地引脚GND之间偏移电压 Voffset的切换电流，将该偏移电压Voffset从以接地引脚GND为参考地电势 时的第一参考信号REF1中补偿抵消。例如，图1和图2示意的开关型降压 电压转换电路100和200中，引起偏移电压Voffset(即流过阻性连接元件 Rpgnd)的切换电流为开关单元101中的低侧开关M_LS产生的低侧电流I_LS， 负载调整补偿单元104则通过直接检测该低侧电流I_LS或者通过检测流过高 侧开关M_HS的高侧电流I_HS的方式产生表征该低侧电流I_LS的采样信号，并基 于该采样信号(例如，图1、图2中的VS)对第二参考信号REF2进行补偿 以提供第一参考信号REF1，由表征该采样信号的项(例如，式(1)和式(2) 中的第二项)和表征该第二参考信号REF2的项(例如，式(1)和式(2) 中的第一项)实施加运算，从而使第一参考信号REF1以接地引脚为参考地 电势时Voffset项(例如，式(1)和式(2)中的第三项)被表征该采样信号 的项基本抵消。再例如，图3和图4示意的开关型升压电压转换电路300和 400中，引起偏移电压Voffset(即流过阻性连接元件Rpgnd)的切换电流为 开关单元101中的高侧开关M_HS产生的高侧电流I_HS，负载调整补偿单元104 则通过直接检测该高侧电流I_HS(如图3中的负载调整补偿单元104)或者 通过检测流过低侧开关M_LS产生的低侧电流I_LS(如图4中的负载调整补偿单 元104)的方式产生表征该高侧电流I_HS的采样信号，并基于该采样信号(例 如，图3、图4中的VS)对第二参考信号REF2进行补偿以提供第一参考信 号REF1，由表征该采样信号的项(例如，式(3)和式(4)中的第二项) 和表征该第二参考信号REF2的项(例如，式(3)和式(4)中的第一项) 实施加运算，从而使第一参考信号REF1以接地引脚为参考地电势时Voffset 项(例如，式(3)和式(4)中的第三项)被表征该采样信号的项基本抵消。 根据本公开各实施例的负载调整补偿单元104的电路实现简单，且易于集成 并以集成电路的方式规模化生产，因而实现成本较低。根据本公开各实施例 的开关型电压转换电路，由于集成了负载调整补偿单元104，其用作负载调 整基准信号的第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考时不再受偏移电压 Voffset的影响，从而负载调整率得以改良。与现有技术中的开关型电压转换 电路相比，现有开关型电压转换电路通常将开关单元的接地引脚与电路中其 它电路单元的接地引脚分开，以避免由于开关单元的切换电流流过电路内部 参考地和接地引脚之间的阻性连接元件产生的偏移电压对负载调整的影响。 因而，现有技术中这样的开关型电压转换电路不仅需要增加封装引脚，而且 电路尺寸增大，生产成本也相应较高。

根据本公开各实施例及其变形实施方式的负载调整补偿电路104及包括 负载调整补偿电路104的开关型电压转换电路的有益效果不应该被认为仅仅 局限于以上所述的。根据本公开各实施例的这些及其它有益效果可以通过阅 读本公开的详细说明及研究各实施例的附图被更好地理解。例如，采用恒定 导通时间控制模式的开关型电压转换电路，诸如本公开实施例中的电路100、 200、300和400，通常用于负载调整的主要控制电路(例如本公开实施例中 的负载调整单元102)通常不包括电流检测单元。然而，为了开关型电压转 换电路运作的安全性及对其负载的保护，通常需要对其开关单元(例如本公 开实施例中的开关单元101)中的主开关(例如本公开实施例中的高侧开关 M_HS)的切换电流进行限流控制。因而根据本公开各实施例的负载调整补偿 单元(104)中的电流采样单元(1041)还可以同时被用于对开关单元(101) 中的主开关(例如高侧开关M_HS)的切换电流进行限流控制，从而节省电路 实现元器件和生产成本。此外，根据本公开各实施例才负载调整补偿单元除 应用于采用恒定导通时间控制模式的开关型电压转换电路外，也可以应用于 采用电压控制模式的开关型电压转换电路中。本领域的普通技术人员通常可 以理解采用电压控制模式的开关型电压转换电路一般仅基于表征输出电压的 反馈信号和表征输出电压期望值的参考信号实现控制，而不采用表征输出电 流的开关切换电流等信息。

虽然本说明书中以降压型电压转换电路和升压型电压转换电路为例对根 据本公开各实施例的负载调整补偿电路以及包含该负载调整补偿电路的开关 型电压转换电路进行了示意与描述，但这并不意味着对本公开的限定，本领 域的技术人员应该理解这里给出的结构及原理也可以适用于具有其它拓扑结 构的电压转换电路，例如：开关型降压-升压电压转换电路、开关型回扫电压 转换电路等等。

因此，上述本公开的说明书和实施方式仅仅以示例性的方式对本公开实 施例的负载调整补偿电路以及包含该负载调整补偿电路的开关型电压转换电 路进行了说明，并不用于限定本公开的范围。对于公开的实施例进行变化和 修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可 以被本技术领域的普通技术人员所了解。本公开所公开的实施例的其他变化 和修改并不超出本公开的精神和保护范围。