应用于AC-DC开关模式电源变换器中的自供电电路

摘要

本发明涉及一种应用于AC-DC开关模式电源变换器中的自供电电路，其包括电源控制芯片，高压LDMOS管包括JFET管及低压MOS管，JFET管的源极端与第三MOS管的漏极端及偏置电阻的一端连接；偏置电阻的另一端与第三MOS管的栅极端及第二MOS管的源极端连接，第二MOS管的栅极端与第三MOS管的源极端及第一分压电阻的一端连接；第一分压电阻的另一端与电压比较器的同相输入端及第二分压电阻的一端连接；电压比较器的输出端与逻辑或门的第一输入端及PWM模块的输入端连接，PWM模块的输出端与低压MOS管的栅极端及逻辑或门的第二输入端连接，逻辑或门的输出端与第一MOS管的栅极端连接。本发明能降低电源变换器的功耗，提高电源转换效率，降低封装的复杂性及芯片成本，安全可靠。

说明书

技术领域

本发明涉及一种自供电电路，尤其是一种应用于AC-DC开关模式电源变换器中的自供电电路，属于电源变换器的技术领域。

背景技术

电源变换器被广泛的用于电子设备中，电源变换器可以将电源从一种形式变换到另一种形式。例如：电源可以从交流（AC）变换到直流（DC）、从DC变换到AC或从DC变换到DC，电源变换器包括线性变换器和开关模式变换器两种主要类型。

图1是一个AC/DC开关电源变换器拓扑的简化示意图，其包含全波整流电路，由第一整流二极管101、第二整流二极管102、第三整流二极管103及第四整流二极管104构成；滤波电容105、储能电容107、输出滤波电容116；高压启动电阻106；变压器110，由初级绕组111和辅助绕组112、次级绕组113构成；开关模式电源第一控制芯片108；功率管114；辅助绕组整流二极管109、输出绕组整流二极管115；输出假负载117，所述输出假负载117为预设的输出负载，防止开关电源变换器的输出电压在空载情况下升高。

电源变换器正常工作时，辅助绕组112、辅助绕组整流二极管109、储能电容107为第一控制芯片108提供工作电压V_BIAS；但是在电路启动时，电压V_BIAS为0，第一控制芯片108不会控制功率管114开关，变压器初级绕组111开路，变压器110没有储存能量，辅助绕组112无法提供能量给第一控制芯片108；因此，需要引入高压启动电阻106，在电源变换器上电初期为对储能电容107充电，当储能电容107的电压V_BIAS上升到第一控制芯片108的正常工作阈值电压后，功率管114开始开关，变压器110将能量从初级绕组111传递给辅助绕组112和次级绕组113。辅助绕组112的输出电压V_BIAS和次级绕组113的输出电压V_OUT与各自绕组的线圈匝数成比例关系。

上述中，其所述结构存在高压启动电阻106会持续消耗功率的缺点，因为高压启动电阻106始终接在整流后的高压和低压V_BIAS之间，即使变压器110的辅助绕组112已经能够为第一控制芯片108提供工作电压。高压启动电阻106造成功率损失，降低了AC/DC的整机效率。

而且高压启动电阻106的选择需要综合考虑，增加了应用难度。如果高压启动电阻106的电阻值大，电路启动完成后，在高压启动电阻106上损失的功率就小，但是高压启动电阻106的电阻值大之后，会导致在启动时，对储能电容107的充电电流变小，储能电容107上的电压上升速度变慢，最终使得AC/DC整机启动时间延长。反之，如果高压启动电阻106的电阻值小，虽然可以缩短AC/DC整机启动时间，但是在高压启动电阻106上损失的功率也随之增加。

为了克服上述一般AC/DC启动电路的缺点，业界又发明了带高压启动电路的控制芯片，如图2所示，第二控制芯片200内部包含高压启动电路201、电压检测电路202、PWM控制器203等模块。

电源变换器刚上电时，经过第一整流二极管101、第二整流二极管102、第三整流二极管103、第四整流二极管104、滤波电容105进行整流、滤波，所产生的直流高压，通过第二控制芯片200的HV引脚接到高压启动电路201上，高压启动电路将直流高压转换成电流，对储能电容107进行充电，储能电容107的电压V_BIAS上升，当该电压超过预先设定的阈值电压后，电压检测电路202输出控制信号给PWM控制器203和高压启动电路201，PWM控制器203受控制信号作用后，驱动功率管114开关，变压器110开始传递能量，变压器110的辅助绕组112开始为第二控制芯片200提供工作所需要的能量。高压启动模块201受控制信号作用后，切断对储能电容107的充电电流。该方法不需要高压启动电阻106，而且在系统启动完成后可以关断高压启动电路，因此可以消除高压启动电路的功耗。但是控制芯片增加了一个用于启动的高压引脚，在某些集成电路设计中，会将控制芯片和功率管114通过双岛封装集成在同一个芯片中，如虚线框204所示，整个芯片将有两个高压引脚，分别是功率管114的漏端和高压启动引脚HV端，高压引脚要求满足安全爬电距离，使封装复杂，同时芯片引脚的增加会提高芯片成本。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种应用于AC-DC开关模式电源变换器中的自供电电路，其结构紧凑，能降低电源变换器的功耗，提高电源转换效率，降低封装的复杂性及芯片成本，安全可靠。

按照本发明提供的技术方案，所述应用于AC-DC开关模式电源变换器中的自供电电路，包括电源控制芯片，所述电源控制芯片包括高压LDMOS管，所述高压LDMOS管包括JFET管及低压MOS管，所述JFET管的源极端与低压MOS管的漏极端连接，JFET管的栅极端及低压MOS管的源极端均接地；JFET管的源极端及低压MOS管的漏极端与第三MOS管的漏极端及偏置电阻的一端连接；

偏置电阻的另一端与第三MOS管的栅极端及第二MOS管的源极端连接，第二MOS管的栅极端与第三MOS管的源极端及第一分压电阻的一端连接，且第二MOS管的栅极端、第三MOS管的源极端及第一分压电阻的一端相互连接后形成VIN端；

第一分压电阻的另一端与电压比较器的同相输入端及第二分压电阻的一端连接，第二分压电阻的另一端接地；电压比较器的输出端与逻辑或门的第一输入端及PWM模块的输入端连接，PWM模块的输出端与低压MOS管的栅极端及逻辑或门的第二输入端连接，逻辑或门的输出端与第一MOS管的栅极端连接，第一MOS管的源极端接地，第一MOS管的漏极端与第二MOS管的漏极端连接。

所述PWM模块的电源端与VIN端电连接。

所述第一MOS管及第三MOS管均为NMOS管，第二MOS管采用PMOS管。

所述电压比较器的反相输入端与参考电压V_REF连接。

所述VIN端与储能电容的一端及辅助绕组整流二极管的阴极端连接，储能电容的另一端接地，辅助绕组整流二极管的阳极端与辅助绕组的一端连接，辅助绕组的另一端接地；JFET管的漏极端与变压器的初级绕组的一端连接，初级绕组的另一端与滤波电容的一端连接，滤波电容的另一端与第三整流二极管的阳极端及第四整流二极管的阳极端连接，且滤波电容的另一端接地；第三整流二极管的阴极端与第一整流二极管的阳极端连接，第四整流二极管的阴极端与第二整流二极管的阳极端连接，第一整流二极管的阴极端与第二整流二极管的阴极端连接，且第二整流二极管的阴极端与滤波电容的一端连接。

所述次级绕组的一端与输出绕组整流二极管的阳极端连接，输出绕组整流二极管的阴极端通过输出滤波电容与次级绕组的另一端连接。

所述高压LDMOS管、第一分压电阻、第二分压电阻、电压比较器、逻辑或门、PWM模块、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管及偏置电阻均集成在同一芯片衬底上。

本发明的优点：电源控制芯片根据不同状态控制JFET管是否向储能电容充电，不需要用于启动的高压电阻，可以降低电源变换器的功耗，提高电源转换效率，不需要专门用于高压启动的高压引脚，降低了封装的复杂性，降低了芯片成本，采用全集成方式，只需要一个高压引脚，减少了芯片的引脚数目，提高了芯片的可靠性，降低了应用的复杂度。

附图说明

图1为现有AC-DC开关电源变换器的高压启动电路的原理示意图。

图2为现有改进的AC-DC开关电源变换器的高压启动电路的原理示意图。

图3为本发明的使用状态示意图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图3所示：为了解决现有开关模式电源变换器的供电问题，本发明包括电源控制芯片300，所述电源控制芯片300包括高压LDMOS管301，所述高压LDMOS（横向扩散金属氧化物半导体）管301包括JFET（Junction FET）管302及低压MOS管303，所述JFET管302的源极端与低压MOS管303的漏极端连接，JFET管302的栅极端及低压MOS管303的源极端均接地；JFET管302的源极端及低压MOS管303的漏极端与第三MOS管312的漏极端及偏置电阻313的一端连接；

偏置电阻313的另一端与第三MOS管312的栅极端及第二MOS管311的源极端连接，第二MOS管311的栅极端与第三MOS管312的源极端及第一分压电阻305的一端连接，且第二MOS管311的栅极端、第三MOS管312的源极端及第一分压电阻305的一端相互连接后形成VIN端；

第一分压电阻305的另一端与电压比较器307的同相输入端及第二分压电阻306的一端连接，第二分压电阻306的另一端接地；电压比较器307的输出端与逻辑或门308的第一输入端及PWM（Pulse Width Modulation）模块309的输入端连接，PWM模块309的输出端与低压MOS管303的栅极端及逻辑或门308的第二输入端连接，逻辑或门308的输出端与第一MOS管310的栅极端连接，第一MOS管310的源极端接地，第一MOS管310的漏极端与第二MOS管311的漏极端连接。

具体地，所述PWM模块309的电源端与VIN端电连接。所述第一MOS管310及第三MOS管312均为NMOS管，第二MOS管311采用PMOS管。所述电压比较器307的反相输入端与参考电压V_REF连接。本发明实施例中，高压LDMOS管301采用低压MOS管303与JFET管302的串联组合形式，其中，JFET管302制作于低压MOS管303的漂移区内；在低压MOS管303关断时，经过整流滤波后的直流高压落在JFET管302上，经过漂移区夹断后在JFET管302的源极端产生低压，即得到电压304，利用电压304对储能电容107充电，实现自供电的控制。本发明实施例中，经过JFET管302夹断后的电压是25V，即电压304的最高电压被限制在25V，高压LDMOS管301由晶圆工厂提供，具体结构及制造方法为本技术领域所熟知，此处不再详述。同时，根据高压LDMOS管301的制造工艺条件不同，电压304的最高电压也能被限制在18V，电压304的电压只要高压VIN端的启动电压即可。

进一步地，所述高压LDMOS管301、第一分压电阻305、第二分压电阻306、电压比较器307、逻辑或门308、PWM模块309、第一MOS管310、第二MOS管311、第三MOS管312及偏置电阻313均集成在同一衬底上。

如图3所示：本发明与外部电源及变压器110连接时，所述VIN端与储能电容107的一端及辅助绕组整流二极管109的阴极端连接，储能电容107的另一端接地，辅助绕组整流二极管109的阳极端与辅助绕组112的一端连接，辅助绕组112的另一端接地；JFET管302的漏极端与变压器110的初级绕组111的一端连接，初级绕组111的另一端与滤波电容105的一端连接，滤波电容105的另一端与第三整流二极管103的阳极端及第四整流二极管104的阳极端连接，且滤波电容105的另一端接地；第三整流二极管103的阴极端与第一整流二极管101的阳极端连接，第四整流二极管104的阴极端与第二整流二极管102的阳极端连接，第一整流二极管101的阴极端与第二整流二极管102的阴极端连接，且第二整流二极管102的阴极端与滤波电容105的一端连接。辅助绕组112的同名端与辅助绕组整流二极管109的阳极端连接，初级绕组111的同名端与JFET管302的漏极端连接，次级绕组113的同名端与输出绕组整流二极管115的阳极端连接。

所述次级绕组113的一端与输出绕组整流二极管115的阳极端连接，输出绕组整流二极管115的阴极端通过输出滤波电容116与次级绕组113的另一端连接。

具体地，电源变换器刚上电时，储能电容107的电压为0V，高压LDMOS管301截止，经过整流二极管及滤波电容105整流滤波后的直流输入高压V_LINE经过JFET管302降压后，得到一个不超过25V的低压电压304，电压304使第三MOS管312导通，通过芯片引脚VIN端对储能电容107充电，VIN端电压开始上升；第一分压电阻305、第二分压电阻306，电压比较器307对VIN端的电压进行检测，当VIN端的电压超过第一阈值电压时，电压比较器307输出高电平，在本发明的一个具体实施例中，第一阈值电压是6.1V；电压比较器307的高电平输出信号控制第一MOS管310导通，形成电压304、偏置电阻313、第二MOS管311、第一MOS管310的对地通路，其中第二MOS管311导通时的栅源电压小于第三MOS管312的阈值电压，因此第三MOS管312截止，停止对储能电容107充电；当VIN端的电压低于第二阈值电压时，电压比较器307输出低电平，在本发明的一个具体实施例中，第二阈值电压是5.9V；电压比较器307的低电平输出信号控制第一MOS管310截止，进而使第三MOS管312导通，开始对储能电容107充电；VIN端平均电压在上述充放电控制下可以稳定在6.0V左右。同时，第三MOS管312呈现出可变电阻特性，电压304对储能电容107充电，并不会通过第一分压电阻305及第二分压电阻306分压后直接作用于电压比较器307的同相输入端。

VIN端的电压第一次超过第一阈值电压后，电压比较器307输出的高电平输入到PWM模块309内，PWM模块309开始工作，输出PWM驱动信号控制高压LDMOS管301开关，在开关信号的作用下变压器110开始传递能量，变压器110的辅助绕组112开始为储能电容107充电；在电源变换器启动完成后，变压器辅助绕组112和次级绕组113之间的线圈匝比关系，使得输出电压V_OUT和辅助绕组输出电压V_BIAS之间成比例，在本发明的一个具体实施例中，通过设置辅助绕组112和次级绕组113的线圈匝比，在输出电压V_OUT为5V时，使V_BIAS电压为6.2V；即电源控制芯片300的VIN端电压为6.2V，VIN端电压超过电压比较器307的第一阈值电压6.1V，第三MOS管312停止对储能电容107充电，电源控制芯片300的电源供电完全由变压器辅助绕组112提供。

电源控制芯片300也可以利用芯片自身提供正常工作所需的工作电压和工作电流，从而不需要变压器辅助绕组112。控制芯片300正常工作后，PWM模块309输出的控制信号在驱动低压MOS管303开关的同时也送给逻辑或门308，控制第三MOS管312是否对储能电容107充电；当高压LDMOS功率管301截止时，如果电源控制芯片300的VIN端电压低于电压比较器307的第二阈值电压，则控制第三MOS管312对储能电容107进行充电；当高压LDMOS功率管301导通时，禁止第三MOS管312对储能电容107进行充电；当高压LDMOS管301截止时，JFET管302具有足够的电流能力为芯片提供工作电流并对储能电容107进行充电，在电压比较器307的控制下，储能电容107的平均电压维持在6.0V左右。

本发明实施例中，高压LDMOS管301为700V LDMOS功率管，利用700V LDMOS功率管的漂移区制作JFET管302，JFET管302能向储能电容107充电，储能电容107为电源控制芯片300提供工作电压和工作电流；电源控制芯片300根据不同状态控制JFET管302是否向储能电容107充电，如700V LDMOS管导301通时，控制JFET管302停止对储能电容107充电，700V LDMOS管301关断时，控制JFET管302对储能电容107充电；当储能电容107电压超过某一预设值时，停止对储能电容107充电。本发明不需要高压电阻，也不需要用于启动的高压引脚，而且将高压LDMOS管301和集成电路集成在同一个衬底中，减少了芯片引脚数量，与传统的启动电路相比，具有明显的优势。

本发明不需要用于启动的高压电阻，可以降低电源变换器的功耗，提高电源转换效率，不需要专门用于高压启动的高压引脚，降低了封装的复杂性，降低了芯片成本，采用全集成方式，只需要一个高压引脚，减少了芯片的引脚数目，提高了芯片的可靠性，降低了应用的复杂度。