一种谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法

摘要

本发明公开了一种谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法，包括谐波下垂控制、功率下垂控制及电压控制。谐波下垂控制通过快速傅里叶FFT变换分频检测特征次谐波功率，根据谐波下垂特性，计算出逆变器输出的特征次谐波参考电压；功率下垂控制计算出基波参考电压；两者合成作为逆变器输出参考电压，从而有效地降低逆变器输出电压畸变，抑制逆变器间谐波环流，实现功率精确分配。本发明解决了非线性负荷大量接入并联系统时，系统电压畸变严重、谐波环流增大等问题，可有效应用于工业特种电源、UPS、分布式供能系统。

说明书

技术领域

本发明涉及分布式发电、UPS、特种电源中的多逆变器并联系统领域，特 别是一种谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法。

背景技术

为了更充分的利用分布式发电和可再生能源（如风能、太阳能、潮汐能 等），采用微电网的形式组织其接入，并以孤岛或并网的形式运行，已成为当 前新能源发电领域的研究热点。由于负荷容量的提高和电力电子器件容量的 限制，分布式电源普遍采用逆变器并联的方式接入微电网。因此，逆变器的 稳定并联运行将极大提高微电网系统的整体容量和可靠性。

针对多逆变器并联运行带线性负荷、输出电压未发生畸变情况下的逆变 器均流问题，虚拟阻抗技术被提出并应用到多逆变器并联控制系统中。通过 引入虚拟阻抗重新设计逆变器等效输出阻抗成阻性或感性，并根据等效输出 阻抗的特性设计下垂控制器，在抑制基波环流和实现功率精确分配方面达到 了很好的控制效果。

但逆变器并联运行时开关管的高频动作、非线性负荷和含谐波的配电网 等，都可能对逆变器输出电压造成影响，使逆变器输出电压产生畸变，并在 逆变器间产生谐波环流，影响逆变器间功率精确分配。此时，若再采用虚拟 阻抗技术设计逆变器等效输出阻抗成阻性或感性，则无法抑制逆变器间谐波 环流，实现逆变器间功率精确分配，得不到很好的控制效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种谐波下垂 控制的逆变器并联谐波环流抑制方法，解决现有方法应用于多逆变器并联系 统带非线性负荷运行时，逆变器输出电压产生畸变，导致逆变器间产生谐波 环流，逆变器间功率分配精度低的问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种谐波下垂控制 的逆变器并联谐波环流抑制方法，包括带非线性负荷的多逆变器并联系统， 所述多逆变器并联系统包括若干个并联的逆变器，所述逆变器包括直流电源、 逆变电路、LC滤波电路、线路阻抗、处理器、驱动保护电路；所述直流电源、 逆变电路、LC滤波电路依次连接，所述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流 母线；所述处理器输入端与所述LC滤波电路连接；所述处理器输出端与所述 驱动保护电路输入端连接；所述逆变电路包括两个并联的桥臂，所述桥臂由 两个全控型功率器件串联组成，所述驱动保护电路驱动所述逆变电路中的全 控型功率器件，该方法为：

1）在每个采样周期的起始点，处理器将LC滤波电路滤波电容电压u_o和 滤波电容电流i_c、线路电流i_o分别进行采样与处理；

2）将LC滤波电路电容电压u_o移相90°后，与线路电流i_o相乘得到虚拟瞬 时无功功率q，LC滤波电路电容电压u_o与线路电流i_o相乘得到瞬时有功功率p；

3）瞬时有功功率p经数字低通滤波得到逆变器基波有功功率平均值P， 虚拟瞬时无功功率q经数字带通滤波得到逆变器基波无功功率平均值Q；

4）对逆变器空载输出参考电压幅值E^*、空载参考角频率ω^*、基波有功功 率平均值P、基波无功功率平均值Q进行功率下垂控制，计算得出基波参考 电压u_r1；

5）对瞬时有功功率p和虚拟瞬时无功功率q进行快速傅里叶变换FFT， 得到逆变器h次谐波的有功功率平均值P_h和无功功率平均值Q_h；

6）对逆变器空载参考角频率ω^*与h次谐波的有功功率平均值P_h、无功功 率平均值Q_h进行h次谐波下垂控制运算，得到逆变器输出h次谐波参考电压 的有效值E_h和角频率ω_h；

7）由h次谐波参考电压的有效值E_h和角频率ω_h合成得到h次谐波参考 电压u_rh；

8）将h次谐波参考电压u_rh和基波参考电压u_r1进行叠加，得到逆变器输 出参考电压u_r；

9）引入虚拟电阻R_v，将逆变器输出参考电压u_r减去线路电流i_o与虚拟电 阻R_v的乘积，得到LC滤波电路电容电压参考值u^*_r；

10）LC滤波电路电容电压参考值u^*_r和LC滤波电路滤波电容电压u_o经过 准谐振控制，得到LC滤波电路电容电流的参考值i_c^*；

11）LC滤波电路电容电流的参考值i_c^*和滤波电容电流i_c经过比例调节得 到SPWM调制波d，SPWM调制波和三角载波进行双极性调制，得到全控型 功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制全控型功率器件的开通与关 断。

所述步骤3）中，逆变器基波有功功率平均值P、基波无功功率平均值Q 的表达式为：

$\{\left(\begin{array}{c}P=\frac{{\omega }_o}{s+{\omega }_o}p\\ Q={\omega }_o\frac{s}{(s+{\tau }^{-1})(s+{\omega }_o)}q\end{array}\right),$

其中，ω_o为数字低通滤波器的截止频率，τ为暂态下垂时间常数， 0.95<τ<1.05，s为复频率。

所述步骤4）中，基波参考电压u_r1计算公式为：

$u_{r1}=\sqrt{2}(E^{*}-n_{1}P)\sin \left(({\omega }^{*}+m_{1}Q)t\right)$

其中，m₁和n₁为功率下垂控制的下垂系数。

所述步骤6）中，逆变器输出h次参考谐波电压的有效值E_h和角频率ω_h的计算公式为：

$\left(\begin{array}{c}{\omega }_h={\mathrm{h\omega }}^{*}-m_h{Q}_h\\ E_h=-n_h{P}_h\end{array},,\right)$

其中，m_h和n_h为h次谐波的下垂系数。

所述步骤7）中，h次谐波参考电压u_rh计算公式为：

$u_{\mathrm{rh}}=\sqrt{2}{E}_h\sin (\mathrm{h\omega t}+{\phi }_h)$

其中，h为谐波次数，ω为基波角频率，为h次参考谐波电压的初始相 位角。

所述步骤10）中，准谐振控制的传递函数为：

$G\left(s\right)=k_p+\frac{2k_r{\omega }_{c}s}{s^2+2{\omega }_{c}s+{{\omega }_o}^2}$

其中，k_p和k_r分别为准谐振控制器的比例系数和谐振增益，3<k_p<5，100 <k_r<150，ω_c为截止频率，s为复频率。

h次谐波的下垂系数m_h和n_h的计算公式分别为：

$m_h=m_1\frac{\mathrm{hQ}}{Q_h},$$U_o\left(\mathrm{THD}\right)=\frac{\left|Z_{\mathrm{oh}}\left(\mathrm{hj\omega }\right)\right|I_{\mathrm{oh}}}{(1+n_h{I}_{\mathrm{oh}})E^{*}},$

其中，h为谐波次数，m₁和n₁为功率下垂控制的下垂系数，U_o(THD)为逆 变器输出电压的畸变率，Z_o(hjω)为h次谐波阻抗，I_oh为h次谐波电流的有效 值。在实际选取过程中，谐波下垂系数n_h选取应尽量偏大。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明提出了一种谐波 下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法，包括谐波下垂控制、功率下垂控 制及电压控制。谐波下垂控制通过快速傅里叶变换FFT分频检测特征次谐波 功率，根据谐波下垂特性，计算出逆变器输出的特征次谐波参考电压；功率 下垂控制计算出基波参考电压；两者合成作为逆变器输出参考电压，从而有 效地降低逆变器输出电压畸变，抑制逆变器间谐波环流，实现功率精确分配。 本发明解决了非线性负荷大量接入并联系统时，系统电压畸变严重、谐波环 流增大等问题，可有效应用于工业特种电源、UPS、分布式供能系统。

附图说明

图1为本发明一实施例多逆变器并联系统结构示意图；

图2为本发明一实施例谐波下垂控制和功率下垂控制结构框图；

图3为本发明一实施例逆变器输出电压多环控制框图；

图4为本发明一实施例谐波下垂控制的逆变器并联环流抑制方法的仿真 波形图；图4(a)为交流母线电压波形和逆变器间环流波形图；图4(b)为交流母 线输出电压波形频谱分析图。

具体实施方式

图1所示为本发明一实施例多逆变器并联系统结构示意图，包括若干个 并联的逆变器。所述多逆变器并联系统包括若干个并联的逆变器，所述逆变 器包括直流电源、逆变电路、LC滤波电路、线路阻抗、采样与控制电路、驱 动保护电路（见实用新型专利“一种高频光伏并网发电系统”， [ZL201120462487.7]）。所述直流电源、逆变电路、LC滤波电路依次连接，所 述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线；所述采样与控制电路输入端与所 述LC滤波电路连接；所述采样与控制电路与所述驱动保护电路输入端连接； 所述逆变电路包括两个并联的桥臂，所述桥臂由两个全控型功率器件串联组 成，所述驱动保护电路驱动所述逆变电路中的全控型功率器件。全控型功率 器件采用IGBT。采样与控制电路由采样外围电路和微处理器构成，其中，采 样外围电路完成电压、电流信号的采样与滤波处理。微处理器采用DSP控制 器。电感L和电容C组成逆变电路交流侧滤波电路，用来滤除逆变电路交流 侧产生的高频谐波。U_dc为变流器直流侧电压，u_inv为变流器交流侧电压，i_o为 线路电流，i_L为电感电流，i_c为电容电流，u_o为输出滤波电容电压。

图1中，Z_line是线路阻抗，包括线路电阻R_line和线路电抗X_line，即 Z_line=R_line+X_line。

本发明的谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法如下：

1）在每个采样周期的起始点，采样与控制电路将逆变器输出滤波电容电 压u_o和滤波电容电流i_c、线路电流i_o分别进行采样与处理；

2）将LC滤波电路电容电压u_o移相90°后，与线路电流i_o相乘得到虚拟瞬 时无功功率q，LC滤波电路电容电压u_o与线路电流i_o相乘得到瞬时有功功率p；

3）瞬时有功功率p经数字低通滤波得到基波有功功率平均值P，虚拟瞬 时无功功率q经数字带通滤波得到基波无功功率平均值Q；

4）逆变器空载输出参考电压幅值E^*、空载参考角频率ω^*、基波有功功率 平均值P、无功功率平均值Q进行功率下垂控制，计算得出基波参考电压u_r1， 其计算公式为：

$u_{r1}=\sqrt{2}(E^{*}-n_{1}P)\sin \left(({\omega }^{*}+m_{1}Q)t\right)$

其中，m₁和n₁为功率下垂控制的下垂系数；

5）对瞬时有功功率p和虚拟瞬时无功功率q进行快速傅里叶变换（FFT）， 可得到h次谐波的有功功率平均值P_h和无功功率平均值Q_h；

6）逆变器空载参考角频率ω^*与h次谐波的有功功率平均值P_h、无功功率 平均值Q_h进行h次谐波下垂控制运算，得到逆变器输出h次谐波参考电压的 有效值E_h和角频率ω_h；

7）由h次谐波参考电压的有效值E_h和角频率ω_h合成得到h次谐波参考 电压u_rh；

8）将h次谐波参考电压u_rh和基波参考电压u_r1进行叠加，得到逆变器输 出参考电压u_r；

9）引入虚拟电阻R_v，将逆变器输出参考电压u_r减去线路电流i_o与虚拟电 阻R_v的乘积，得到LC滤波电路电容电压参考值u^*_r；

10）u^*_r和逆变器输出电压u_o经过准谐振（QPR）控制，得到LC滤波电 路电容电流的参考值i_c^*；

11）LC滤波电路电容电流的参考值i_c^*和滤波电容电流i_c经过比例调节得 到SPWM调制波d，SPWM调制波和三角载波进行双极性调制，得到全控型 功率器件的占空比信号，经驱动保护电路，控制全控型功率器件的开通与关 断。

图2为谐波下垂控制器结构框图。仅考虑线路阻抗的影响，将逆变器等 效为电压源E∠δ与等效输出阻抗Z_o∠θ串联。传统的功率分析法往往把负载等 效为电压源，此时逆变器通过传输阻抗传输给负载的有功功率和无功功率表 达式因逆变器输出阻抗类型的不同而不同，相应的下垂控制方程也不同。当 逆变器等效输出阻抗成感性、阻性和容性时功率传输方程和下垂控制方程如 下表所示：

表1功率表达式和下垂控制方程

表中，E_i^*和ω_i^*分别为空载输出参考电压幅值、空载参考角频率，i表示第 i台逆变器，ω_i为基波角频率。

当把负载等效为电流源时，逆变器实际输出电压：

${\stackrel{·}{U}}_o=E\angle \delta -Z_o{I}_o\angle \theta =E\cos \delta -Z_o{I}_o\cos \theta +j(E\sin \sigma -Z_o{I}_o\sin \theta )---\left(1\right)$

逆变器通过输出阻抗传输给负载的有功功率和无功功率分别为

$\left(\begin{array}{c}P={\mathrm{EI}}_o\cos \delta -Z_o{I_o}^2\cos \theta \\ Q={\mathrm{EI}}_o\sin \delta -Z_o{I_o}^2\sin \theta \end{array}\right)---\left(2\right)$

其中，δ为逆变器输出电压和电流的相位差，当δ很小时有

$\left(\begin{array}{c}P\approx {\mathrm{EI}}_o-Z_o{I_o}^2\cos \theta \\ Q\approx {\mathrm{EI}}_o\delta -Z_o{I_o}^2\sin \theta \end{array}\right)---\left(3\right)$

根据式（3），无论对于何种特性的输出阻抗，有功功率与电压有关，无 功功率与相角有关。因此，不同于负载等效为电压源的情况，负载等效为电 流源时，下垂控制器的设计不依赖于逆变器等效输出阻抗的特性，在任何情 况下，都只有一种下垂控制方程：

$\left(\begin{array}{c}{\omega }_i={\omega }^{*}-m_i{Q}_i\\ E_i=E^{*}-n_i{P}_i\end{array}\right)---\left(4\right)$

这使得对于逆变器并联控制更加简便，特别当需要设计谐波下垂控制器 来改善逆变器输出电压畸变率时，不用去判断逆变器输出阻抗在各次频率下 的特性而分别设计控制器。

由式（2）可得当P=0，Q=0时：

E=Z_oI_o，δ=θ                           （5）

该条件与逆变器实际输出电压中无谐波分量的条件相同。可以用于接下 来的谐波下垂控制器设计。

逆变器实际输出电压谐波分量u_oh=0，则逆变器等效输出阻抗上的谐波压 降等于逆变器输出参考电压的谐波分量，则有式（5）成立。当设定E^*=0、ω^*=hω 时，可得谐波下垂控制方程：

$\left(\begin{array}{c}{\omega }_h={\mathrm{h\omega }}^{*}-m_h{Q}_h\\ E_h=-n_h{P}_h\end{array},-,-,-,\left(6\right)\right)$

由图2可知，谐波下垂控制中电压幅值控制通道上只存在一个比例环节， 所以在稳态时电压幅值会存在静态误差而使得负载谐波电压U_oh不会完全为0 （接近于0）。

考虑单次频率下的逆变器输出等效电路，根据基尔霍夫定律，谐波电压 幅值U_oh可近似为：

U_oh≈E_h-|Z_o(hjω)|I_oh              （7）

将式（6）代入上式，有：

U_oh≈-n_hU_ohI_oh-|Z_o(hjω)|I_oh         （8）

即：

$U_{\mathrm{oh}}\approx -\frac{\left|Z_o\left(\mathrm{hj\omega }\right)\right|I_{\mathrm{oh}}}{1+n_h{I}_{\mathrm{oh}}}---\left(9\right)$

此时的电压畸变率可近似为：

$U_o\left(\mathrm{THD}\right)=\frac{\left|Z_{\mathrm{oh}}\left(\mathrm{hj\omega }\right)\right|I_{\mathrm{oh}}}{(1+n_h{I}_{\mathrm{oh}})E^{*}}---\left(10\right)$

从式（10）可以看出电压畸变率与输出阻抗Z_o（hjω）成正比，与下垂系 数n_h成反比。故在系统稳定的前提下，下垂系数n_h越大，则电压畸变率越低， 谐波抑制效果越好。同时在设计逆变器等效输出阻抗时，应尽可能使输出阻 抗Z_o（hjω）小。

下垂系数m_h与功率下垂控制系数m₁的选取有关。定义在基波频率下的 频率下垂度为

${\gamma }_1=\frac{m_{1}Q}{\omega }---\left(11\right)$

则在h次谐波频率下的频率下垂度γ_h应等于在基波频率下的下垂度，有

${\gamma }_h=\frac{m_h{Q}_h}{\mathrm{h\omega }}={\gamma }_1=\frac{m_{1}Q}{\omega }---\left(12\right)$

式中：Q_h为h次谐波无功功率。由上式可求得：

$m_h=m_1\frac{\mathrm{hQ}}{Q_h}---\left(13\right)$

从式（13）可以看出，m_h应远大于m₁，因为Q_h远小于hQ。

传统功率下垂控制与逆变器等效输出阻抗有关，由表1，当逆变器输出阻 抗呈阻性时有功功率与电压有关，无功功率与频率有关。逆变器空载输出参 考电压幅值E^*、空载参考角频率ω^*、基波有功功率平均值P、无功功率平均 值Q进行功率下垂控制，可计算得出基波参考电压u_r1，表示为

$u_{r1}=\sqrt{2}(E^{*}-n_{1}P)\sin \left(({\omega }^{*}+m_{1}Q)t\right)---\left(14\right)$

h次谐波参考电压u_rh和基波参考电压u_r1进行叠加后得到逆变器输出参考 电压u_r送入逆变器输出电压多环控制器。

图3为逆变器输出电压多环控制框图。一般情况下，低电压微电网线路 阻抗比较高，为了使逆变器等效输出阻抗与微电网线路阻抗进行很好的匹配， 在电压外环中采用虚拟阻抗法引入输出电流反馈，使逆变器等效输出阻抗呈 阻性。引入输出电流反馈的表达式为

u_r^*=u_r-R_Vi_o                   （15）

其中R_V为电流反馈系数，显然，R_V取值越大，逆变器等效输出阻抗越大。 但在设计谐波下垂控制器时，Z_o(hjω)越小，电压畸变率越小，因此，R_V不宜 选取过大。

电压电流双闭环控制主要由电压准谐振QPR控制外环、电容电流比例内 环构成。其中电压参考信号u_r由图3中的谐波下垂控制器产生。考虑滤波电 容参考电压u_r^*与滤波电容实际电压值u_o得到的电压误差信号为交流信号，采 用传统的PI控制很难消除稳态误差，影响谐波下垂控制器的谐波抑制效果。 而准谐振控制在基波频率处增益大，在谐波频率处增益很小，既可以完全消 除稳态误差，又可以减少电压频率偏移的影响，可以很好的降低逆变器输出 电压畸变率。

准比例谐振控制器的传递函数为：

$G\left(s\right)=k_p+\frac{2k_r{\omega }_{c}s}{s^2+2{\omega }_{c}s+{{\omega }_o}^2}---\left(16\right)$

其中：k_p和k_r分别为准PR控制器的比例系数和谐振增益，3<k_p<5，100 <k_r<150，ω_c为截止频率。

电压准比例谐振控制外环得到电容电流参考信号i_c^*与电容电流反馈信号 i_c经过比例调节内环得到SPWM调制信号。SPWM调制信号和三角载波进行 双极性调制，得出全控型功率器件的占空比信号。

图4所示为采用谐波下垂控制的逆变器并联谐波环流抑制方法的两逆变 器并联仿真波形图。假定逆变器容量均为2kVA，负荷为不可控整流桥非线性 负荷。其中，4(a)为交流母线电压波形和逆变器间环流波形，4(b)为交流母线 输出电压波形频谱分析。从仿真波形可以看出，本发明所提出的一种微电网 多逆变器并联谐波下垂控制方法可有效的改善逆变器输出电压波形、降低输 出电压畸变率、抑制逆变器间环流，实现逆变器间功率精确分配。