开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制方法及其装置

摘要

本发明公开了一种开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制方法及其装置，根据基准电压V

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子设备，尤其是一种开关变换器的控制方法及其装置。

背景技术

随着电力电子器件的不断发展和电力电子变流技术的不断更新，开关电源 技术作为电力电子的重要领域受到越来越多的关注和研究。开关电源主要由开 关变换器和控制电路两部分构成。开关变换器又称为功率主电路，主要有降压 (Buck)、升压(Boost)、升降压(Buck-Boost)、正激、反激、半桥、全桥等 多种拓扑结构。控制电路用于监测开关变换器的工作状态，并产生控制脉冲信 号控制开关变换器的开关管，调节供给负载的能量以稳定输出。对于同一个开 关变换器，采用不同控制方法的变换器具有不同的瞬态性能、稳态性能、稳压 精度、保护功能(过压、欠压、过流等)、稳定性等指标。

传统的脉冲宽度调制(PWM)电压型控制是常见的开关变换器控制方法之 一，其控制思想是：将变换器输出电压与基准电压进行比较得到的误差信号经 过误差放大器补偿后生成控制电压，并将控制电压与固定频率的锯齿波进行比 较，获得高、低电平的脉冲控制信号，再通过驱动电路控制开关管的导通和关 断，实现开关变换器输出电压的调节。传统的PWM调制电压型控制方法实现简 单，但因采用固定频率的锯齿波作为调制波，具有输入瞬态响应慢、负载瞬态 响应慢等缺点，很难适用于要求具有快速的瞬态响应速度的场合。与PWM调制 电压型控制相比，电流型控制具有更快的负载和输入瞬态响应速度，提高了输 出电压的稳压精度，且由于其自身具有限流的功能，易于实现变换器的过流保 护，在多个电源并联时，更便于实现均流。但是，传统的电流型控制方法(指 峰值电流控制)在占空比大于0.5时会产生次谐波振荡，严重影响了变换器的 稳定性能。恒定导通时间调制电流型控制是开关变换器脉冲频率调制(PFM) 电流型控制方法之一，其基本思想是：每个开关周期开始时，开关管导通，变 换器电感上升；经过恒定导通时间后，开关管关断，电感电流下降，当其下降 至控制信号时，开关管再次导通，开始新的一个开关周期。与峰值电流控制相 比，采用PFM调制电流型控制方法的开关变换器的稳定性能好，在占空比大于 0.5时不会产生次谐波振荡问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种开关变换器的控制方法，使之同时具有很好的瞬 态性能和稳态性能，适用于多种拓扑结构的开关变换器。

本发明实现其发明目的所采用的技术方案是：开关变换器双缘脉冲频率调 制C型控制方法，在一个采样脉冲信号CLK的开始时刻检测电感电流和输出电 压，将检测的输出电压值V_os和电压基准值V_ref送入误差补偿器产生控制电压V_c， 将检测的电感电流I_s和控制电压V_c同时送入时间运算单元，结合预设的恒定导 通时间或恒定关断时间，运算生成三段时间t₁、t₂和t₃，每个周期依次采用t₁、 t₂、t₃组成的控制时序，控制开关变换器开关管的导通与关断。

本发明所述之开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制方法，三段时间t₁、 t₂和t₃的产生方式有二：

①预设一个恒定导通时间T_ON，若t₁、t₃为导通时间且满足t₁+t₃=T_ON，则t₂为关断时间；若t₂为导通时间且满足t₂=T_ON，则t₁、t₃为关断时间；关断时间由 K₁(I_s-V_c)+K₂T_ON决定，K₁、K₂为两个与电感电流纹波相关的系数。

②预设一个恒定关断时间T_OFF，若t₁、t₃为关断时间且满足t₁+t₃=T_OFF，则t₂为导通时间；若t₂为关断时间且满足t₂=T_OFF，则t₁、t₃为导通时间；导通时间由 K₃(V_c-I_s)+K₄T_OFF决定，K₃、K₄为两个与电感电流纹波相关的系数。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、与现有的PWM调制电压型控制开关变换器相比，本发明的开关变换器 在负载和输入电压发生改变时，均能快速调节开关变换器开关管导通或关断时 间的长短，输出电压和电感电流超调量小，提高了变换器的瞬态性能，且具有 限流功能。

二、与现有的PFM调制电压型控制开关变换器相比，本发明的开关变换器 稳压精度高，稳态性能好，电磁噪声小，抗干扰能力强，且具有限流功能。

三、与现有的峰值电流控制开关变换器相比，本发明的开关变换器在占空 比大于0.5时不会产生次谐波振荡，系统稳定性能好，无需斜坡补偿。

四、与现有的PFM调制电流型控制开关变换器相比，本发明的开关变换器 在大负载范围变化时，输出电压和电感电流瞬态超调量小，调节时间短，瞬态 性能好。

五、与现有的PWM或PFM调制V²型控制开关变换器相比，本发明的开关变 换器不依赖与输出电容的等效串联电阻，在输出电压低纹波时能正常工作，抗 干扰能力强，稳定性能好，且具有限流功能。

本发明的另一目的是提供一种实现上述开关变换器双缘脉冲频率调制C型 控制方法的装置，由电压检测电路VS、电流检测电路CS、误差补偿器EC、时间 运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM以及驱动电路DR组 成，其中：电压检测电路VS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产 生器SG、双缘脉冲调制器DPM、驱动电路DR依次相连；电流检测电路CS、时间 运算单元TU、双缘脉冲调制器DPM依次相连；变频锯齿波产生器SG与误差补偿 器EC相连；变频锯齿波产生器SG与电压检测电路VS相连；变频锯齿波产生器 SG与电流检测电路CS相连。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

附图说明

图1为本发明实施例一方法的信号流程图。

图2为本发明实施例一的电路结构框图。

图3为本发明实施例一中，电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时 间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

图4为本发明实施例一和传统峰值电流控制的开关变换器在稳态条件下输 出电压的时域仿真波形图。

图5为本发明实施例一和传统峰值电流控制的开关变换器在稳态条件下电 感电流的时域仿真波形图。

图6为本发明实施例一和传统PWM调制电压型控制的开关变换器在负载突 变时输出电压的时域仿真波形图。

图7为本发明实施例一和传统PWM调制电压型控制的开关变换器在负载突 变时电感电流的时域仿真波形图。

图8为本发明实施例二的电路结构框图。

图9为本发明实施例二中，电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时 间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

图10为本发明实施例三的电路结构框图。

图4中：a为传统峰值电流控制开关变换器在稳态时的输出电压波形；b 为本发明实施例一在稳态时的输出电压波形。

图5中：a为传统峰值电流控制开关变换器在稳态时的电感电流波形；b 为本发明实施例一在稳态时的电感电流波形。

图6中：a为传统PWM调制电压型控制开关变换器在负载突变时的输出电 压波形；b为本发明实施例一在负载突变时的输出电压波形。

图7中：a为传统PWM调制电压型控制开关变换器在负载突变时的电感电 流波形；b为本发明实施例一在负载突变时的电感电流波形。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为：开关变换器双缘脉冲频率调制 C型控制方法及其装置C-PFM，其C-PFM装置主要由电压检测电路VS、电流检 测电路CS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉 冲调制器DPM以及驱动电路DR组成。电压检测电路VS用于获取输出电压值V_os， 电流检测电路CS用于获取电感电流值I_s，误差补偿器EC用于产生控制电压V_c， 时间运算单元TU用于产生三段时间t₁、t₂、t₃，变频锯齿波产生器SG用于产 生频率可变的锯齿波V_saw和采样脉冲信号CLK，双缘脉冲调制器DPM用于产生 以t₁、t₂、t₃为时序的控制脉冲信号，经由驱动电路DR，控制开关变换器TD 开关管的导通与关断。

本例采用图2的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图2示出，本 例的开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制方法的装置，由变换器TD和开关管 S的控制装置C-PFM组成。图3为电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时 间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

本例的装置其工作过程和原理是：

控制装置C-PFM采用双缘脉冲频率调制C型控制的工作过程和原理是：图 2、图3示出，在任意一个采样脉冲信号CLK的开始时刻导通开关管，这个采 样脉冲信号CLK由变频锯齿波产生器SG产生；同时，电压检测电路VS检测变 换器TD的输出电压，得到输出电压值V_os，电流检测电路CS检测变换器TD的 电感电流，得到电感电流值I_s，将输出电压值V_os与基准电压V_ref一同送入误差 补偿器EC，生成控制电压V_c。预设一个恒定导通时间T_ON，t₁、t₃同为导通时间 且满足t₁+t₃=T_ON，则t₂为关断时间。在时间运算单元TU中可计算出t₂= K₁(I_s-V_c)+K₂T_ON，其中K₁、K₂为两个与电感电流纹波相关的系数。根据时间t₁、 t₂、t₃控制变频锯齿波产生器SG的频率，产生频率可变的锯齿波V_saw。在变频 锯齿波产生器SG中，将一个很小的常数与锯齿波V_saw进行比较，根据比较结果 产生采样脉冲信号CLK，用于确定开关周期、采样输出电压、采样电感电流和 控制误差补偿器EC。在双缘脉冲调制器DPM中，将锯齿波V_saw、时间t₁、时间 t₂进行比较，根据比较结果产生导通(t₁)、关断(t₂)、导通(t₃)的控制脉冲 信号，经由驱动电路DR，控制变换器TD开关管S的导通与关断。

本例中，开关管S以t₁、t₂、t₃为时序的控制脉冲在双缘脉冲调制器DPM中 产生，具体产生方式为：在每个周期开始时，开关管S导通、二极管D关断， 电感电流由初始值开始上升；开关管S导通时间t₁后关断，同时二极管D导通， 电感电流随即开始下降。经过关断时间t₂后，双缘脉冲调制器DPM使控制脉冲 由低电平变为高电平，开关管S再次导通、二极管D再次关断，开关管S导通 时间t₃后当前周期结束。

本例的变换器TD为Buck变换器。

用Matlab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图4为采用传统峰值电流控制和本发明的开关变换器在稳态条件下输出电 压的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统峰值电流控制和本发明。图5 为采用传统峰值电流控制和本发明的开关变换器在稳态条件下电感电流的时 域仿真波形图，分图a、b分别对应传统峰值电流控制和本发明。在图4、图5 中可以看出，采用传统峰值电流控制(开关频率为50KHz)开关变换器的输出电 压在3V处波动，电感电流在1.5A处波动，变换器发生了次谐波振荡，输出电 压和电感均不稳定，而采用本发明的平均输出电压稳定在3V，平均电感电流稳 定在1.5A。可见采用本发明具有更好的稳定性能。图4、图5的仿真条件：输 入电压V_in=5V、电压基准值V_ref=3V、电感L=20μH、电容C=1420μF(其等效串联 电阻为30mΩ)、负载电流I_o=1.5A；恒定导通时间T_ON＝12μs，t₁=t₃=6μs；系数 K₁＝6.67*10^-6，系数K₂=2/3。

图6为采用传统PWM调制电压型控制和本发明的开关变换器在负载突变时 输出电压的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统PWM调制电压型控制和 本发明。图7为采用传统PWM调制电压型控制和本发明的开关变换器在负载突 变时电感电流的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统PWM调制电压型控 制和本发明。图6、图7中，在6ms时负载由1A阶跃变化至10A，采用传统PWM 调制电压型控制(开关频率为50KHz)经过约1.82ms后进入新的稳态，输出电压 峰峰值波动654mV，电感电流峰峰值波动15.53A；而采用本发明的开关变换器 进入新的稳态的调整时间为1.76ms，输出电压峰峰值波动421mV，电感电流峰 峰值波动11.07A。可见本发明的开关变换器输出电压和电感电流瞬态超调量 小，调节时间短，负载瞬态性能好。图6、图7的仿真条件：电压基准值V_ref=1.5V， 系数K₁＝1.33*10^-5，系数K₂=7/3，恒定导通时间T_ON=6μs，t₁＝t₃＝3μs，其它参数 与图4、图5一致。

实施例二

图8示出，本例控制的变换器TD为Boost变换器，开关管S的控制装置 采用C-PFM。图9为本发明实施例二中，电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时 间t₂、时间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

具体的工作过程及原理为：图8、图9示出，在任意一个采样脉冲信号CLK 的开始时刻关断开关管，同时，电压检测电路VS检测变换器TD的输出电压， 得到输出电压值V_os，电流检测电路CS检测变换器TD的电感电流，得到电感电 流值I_s，将输出电压值V_os与基准电压V_ref一同送入误差补偿器EC，生成控制电 压V_c。预设一个恒定关断时间T_OFF，t₁、t₃同为关断时间且满足t₁+t₃=T_OFF，则 t₂为导通时间。在时间运算单元TU中可计算出t₂=K₃(V_c-I_s)+K₄T_OFF，其中K₃、 K₄为两个与电感电流纹波相关的系数。根据时间t₁、t₂、t₃控制变频锯齿波产 生器SG的频率，产生频率可变的锯齿波V_saw。在变频锯齿波产生器SG中，将 一个很小的常数与锯齿波V_saw进行比较，根据比较结果产生采样脉冲信号CLK， 用于确定开关周期、采样输出电压、采样电感电流、控制误差补偿器EC。在双 缘脉冲调制器DPM中，将锯齿波V_saw、时间t₁、时间t₂进行比较，根据比较结 果产生关断(t₁)、导通(t₂)、关断(t₃)的控制脉冲信号，经由驱动电路DR， 控制变换器TD开关管S的关断与导通。

同样通过仿真证明，采用本发明的Boost变换器输出电压稳定，稳态精度 高，负载瞬态性能好。

实施例三

如图10所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器 TD为Buck-Boost变换器。

本发明方法除可用于以上实施例中的开关变换器外，也可用于Cuk变换器、 SEPIC变换器、Zeta变换器、正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变 换器、全桥变换器等多种电路拓扑。