频域预均衡系统中的负载估计

摘要

一种用于噪声升高估计的装置，包括前端信号调节装置(9)和与其连接的干扰白化器(14)。该干扰白化器(10)被布置用于提供前端信号的干扰白化。处理器(20)被布置用于多次测量在前端信号调节装置(9)处接收的接收总宽带功率。处理器(20)基于所测量的接收总宽带功率，计算噪声本底测量值的估计。处理器(20)确定干扰白化器(14)输出的等同总宽带功率。处理器(20)还基于等同总宽带功率和噪声本底测量值计算噪声升高测量值，并针对干扰白化补偿噪声升高测量。数字接收机(12)与干扰白化器(14)的输出相连。

说明书

技术领域

本发明大体上涉及用于在蜂窝通信系统中估计与功率相关的数量 的方法和设备，并且具体地涉及使用干扰白化的蜂窝通信系统中的这 种方法和设备。

背景技术

宽带码分多址(WCDMA)电信系统具有很多能用于未来电信服务的 发展的吸引人的特性。为了保持小区的稳定，负载需要保持在特定等 级以下。遵循此规则是因为大部分上行链路用户信道(至少在WCDMA 中)受到功率控制。此功率控制的目的在于：为了能够满足特定的服 务需求，将每个信道的接收功率电平保持在特定的信号干扰比(SIR)。

因为无线电基站(RBS)努力将每个信道保持在其优选的SIR值， 可能发生额外的用户或现存用户的突发的数据业务增大干扰电平，从 而短暂地降低针对其他用户的SIR。RBS的响应是指示所有其他用户提 高功率，这会更多地增大干扰。通常地，该处理在特定的负载等级下 保持稳定。在高容量信道突然地出现的情况下，干扰的升高变得大并 且不稳定的风险(被称为功率冲击(power rush))升高。因此，有必 要调度高容量上行链路信道(如同WCDMA中的增强型上行链路(EUL) 信道)，使得能够保证避免不稳定性。为了这样做，必须在RBS或与之 连接的任何节点中估计瞬时负载。这能够实现对留给不稳定点的容量 富余的评估。

在已公开的国际专利申请WO 2006/076969中披露了一种用于改进 负载估计的方法。功率量的最小值(优选地是瞬时总接收宽带功率和 在相同小区中使用的所有链路的功率的瞬时总和之差)用作热噪声本 底(floor)的上限的估计值，可以基于该估计值来估计噪声升高测量 值。在已公开的国际专利申请WO 2007/024166中披露了基于最小值的 类似基本思想的针对噪声升高估计的最优和软算法。

为了处理增大的上行链路数据速率，在WCDMA中引入了干扰抵消 (IC)或干扰抑制(IS)。通过以下步骤总结了用于执行IC的传统过 程。估计要抵消的干扰者的信道模型。这不会导致任何额外的操作， 因为无论如何需要此信道模型。还对要抵消的干扰者的传输信号进行 解码。这也是无论如何都需要的。接着，通过使用信道模型和解码的 信号，创建要抵消的干扰者的传输信号的备份。该备份可以例如重建 为IQ码片流(chip stream)。随后，将干扰信号的备份从要解码的用 户的接收信号中减去，从而有希望将干扰者的剩余功率降低到非常低 的功率电平。

该过程显著地影响WCDMA EUL的负载测量功能。因此，为了能够 使用全部资源量，调度者必须注意新的IC接收器结构的若干信号点中 的瞬时上行链路负载。当调度EUL用户时，除非这种负载估计值可用， 否则不可能完全利用链路增益。在公开的国际专利申请WO 2008/097145中，将具有此传统类别的IC或IS的负载估计以类似于 先前的噪声升高估计过程的方式来处理。

用于限制干扰影响的另一方法是使用某种干扰白化方法。针对下 一代WCDMA基带硬件已经开发了频域预均衡(FDPE)。与FDPE相关联 的主要优点是相对低的复杂度、简单的接收机结构、针对快速傅里叶 变换可以重用LTE ASIC加速器的算法以及同时实现的高干扰抑制增 益。

为了使用由FDPE提供的降低的干扰，必须考虑到FDPE的干扰白 化而执行负载估计。然而，与针对基于重新产生和减法的干扰抵消的 有效相反，与由FDPE处理所获取的干扰减少相同的方式改变热噪声本 底，并在干扰白化之后不再能够看作不变的。因此，WO 2008/097145 的类似处理不能用于实现噪声升高估计，原因是WO 2008/097145要求 噪声本底是不变的。因为没有可用的可靠的噪声升高估计，因此存在 使用所创建的降低的干扰的问题。

发明内容

因此，本发明的目标是提供用于使用干扰白化方法(例如FDPE) 的无线通信系统中的可靠的噪声升高估计的方法和装置。

通过根据所附独立专利权利要求的方法和装置实现该目的。通过 从属权利要求限定优选的实施例。大体上，在第一方案中，一种用于 无线通信系统中的噪声升高估计的方法包括多次测量接收总宽带功 率。至少基于多个所测量的接收总宽带功率来计算噪声本底测量值的 估计。执行总接收信号的干扰白化。将等同总宽带功率确定为干扰白 化之后的可用总宽带功率。至少基于等同总宽带功率和噪声本底测量 值来计算噪声升高测量。该计算包括：针对干扰白化，补偿噪声升高 测量值。在数字接收机中处理干扰白化之后的总接收信号。

在第二方案中，一种用于无线通信系统的噪声升高估计的装置包 括前端信号调节装置和与该前端信号调节装置相连的干扰白化器。该 干扰白噪声器被布置用于在输出处提供前端信号的干扰白化。处理器 与前端信号调节装置相连并与干扰白化器的输出相连。处理器被布置 用于多次测量在前端信号调节装置处接收的接收总宽带功率。处理器 还被布置用于至少基于多个所测量的接收总宽带功率来计算噪声本底 测量值的估计。处理器还被布置用于将等同总宽带功率确定为干扰白 化器的输出上的可用总宽带功率。处理器还被布置用于至少基于等同 总宽带功率和噪声本底测量值来计算噪声升高测量值，并针对干扰白 化补偿噪声升高测量值。数字接收机与干扰白化器的输出相连。

在第三方案中，一种无线通信系统的基站包括根据第二方案的用 于噪声升高估计的装置。

本发明所具有的一个优点是：由FDPE实现的减少的干扰等级可以 完全用于增加无线通信系统的总可用容量。

附图说明

可以通过参考以下说明书连同附图，最好地理解本发明连同进一 步的目的及其优点，其中：

图1是无线通信系统的示意性示意图；

图2是噪声升高估计装置的示意性示意图；

图3是包括噪声升高装置的接收机链的示意性示意图；

图4是包括干扰抵消和噪声升高装置的接收机链的示意性示意 图；

图5是FDPE系统的示意性示意图；

图6A-C是根据本发明的噪声升高估计装置的实施例的示意性示 意图；以及

图7A-C是根据本发明的噪声升高估计方法的实施例的步骤的流 程图。

具体实施方式

贯穿整个公开，等式中的粗体字表示向量或矩阵量(quantity)。

在附图中，对应的参考数字用于类似的或对应的部分。

本发明涉及无线通信系统中的装置和方法。图1示出了这种无线 通信系统150的实施例的示意图。无线电基站160经由其天线39与位 于无线通信系统150的小区151中的多个用户设备(UE)170通信。 从RBS160向UE170传输的无线电信号被表示为下行链路信号181，并 且从UE170向RBS160传输的无线电信号被表示为上行链路信号180。 本发明主要考虑上行链路信号，由此典型地号在RBS 160中提供用于噪 声升高估计的装置。除了有意的上行链路信号180之外，RBS160也接 收干扰信号182、183。

为了理解本发明所解决的问题和优点，作为背景提出现有技术中 的负载估计原理的简短概括。没有IC，通过噪声升高(或热噪声升高 (RoT))给出天线连接器上的负载，RoT(t)通过以下来定义：

$\mathrm{RoT}\left(t\right)=\frac{\mathrm{RTWP}\left(t\right)}{N\left(t\right)},---\left(1\right)$

其中N(t)是在天线连接器处测量的热噪声电平。RTWP(t)不被所 应用的任何解扩所影响。还需要定义RTWP(t)的含义。这里所使用的简 单定义是总宽带功率：

$\mathrm{RTWP}\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{P}_k\left(t\right)+I^N\left(t\right)+N\left(t\right),---\left(2\right)$

也在天线连接器处测量。这里I^N(t)表示从WCDMA系统的相邻小区 (^N)所接收的功率。从以下将会看出，任何RoT估计算法的主要困 难是把热噪声功率与来自邻小区的干扰相分离。

当确定负载时需要解决的另一特定的问题是：根据定义，信号参 考点位于天线连接器处。然而，在模拟信号调节链之后获取测量值。 模拟信号调节链引入了难以补偿的大约1dB(1-sigma)的定标因子误 差。幸运的是，定标因子误差等同地影响(2)中的所有功率，因此当 计算(1)时，定标因子误差抵消为

${\mathrm{RoT}}^{\mathrm{DigitalReceiver}}\left(t\right)=\frac{{\mathrm{RTWP}}^{\mathrm{DigitalReceiver}}\left(t\right)}{N^{\mathrm{DigitalReceiver}}\left(t\right)}=\frac{\gamma \left(t\right){\mathrm{RTWP}}^{\mathrm{Antenna}}\left(t\right)}{\gamma \left(t\right)N^{\mathrm{Antenna}}\left(t\right)}={\mathrm{RoT}}^{\mathrm{Antenna}}\left(t\right).---\left(3\right)$

为了理解当执行负载估计时的邻小区干扰的根本问题，注意 (4)

其中E[]表示数学期望并且Δ表示均值周围的变化。现在能清楚地看到 根本问题。因为在RBS中不存在与邻小区干扰相关的可用测量值，线 性滤波操作可以最好地估计和。此估计值不能用于推导 E[N(t)]的值。此情况与当两个数的和可用时一样。于是，不存在计算 出单独数字的值的途径。在公开的国际专利申请WO 2007/024166中针 对RoT估计问题严格地分析了此问题，其中证明了噪声功率本底在数 学上是不可观察的。

图2示出了当前使用的RoT估计算法的实施例。在公开的国际专 利申请WO 2007/024166中详细地描述了该RoT估计算法。该算法估计 如(1)给出的RoT。该估计算法解决的主要问题是精确地估计了热噪 声本底N(t)。因为由于邻小区干扰不可能获取该数量的准确估计，因 此估计器通过将软最小值考虑为在相对长的时间窗口上计算的而应用 近似法。

具体地，向无线通信系统中用于噪声升高估计的装置110提供 RTWP测量值120。卡尔曼(Kalman)滤波器112中使用RTWP测量值 120以产生RTWP的滤波后估计值122以及RTWP的概率密度函数124。 向噪声本底估计器114提供这些概率密度函数124，在噪声本底估计 器114中利用先前的噪声本底分布126的知识来提供噪声本底估计值 128。优选地，噪声本底估计器114利用滑窗算法而操作。将RTWP的 噪声本底估计值128和滤波后估计值122提供给噪声升高确定器116， 噪声升高确定器116产生噪声升高测量的输出(在本实施例中是RoT 值130)。

重要的是要理解：此估计依赖于噪声本底在非常长的时间段上是 不变的的事实(不考虑小的温度漂移)。

以上部分中的滑窗算法具有需要大量的储存存储器的缺点。在需 要大量的算法实例的情况(就像当在上行链路中引入IS/IC的情况那 样)下，这变得特别麻烦。为了减少存储器消耗，在公开的国际专利 申请WO 2007/0055626中披露了一种递归算法。此算法至少将上述滑 窗方案的存储器需求降低了100倍。这里公开的发明既适用于滑窗RoT 估计算法也适用于递归算法。

图3示意性地示出了与接收机链相关的用于噪声升高估计的装置 110。天线100接收电磁信号并使所接收的模拟信号101向数字接收机 102提供。数字接收机102提供代表模拟信号的数字信号流103，然而 如上所述利用特定的定标因子修改数字信号流103。测量单元109与 数字信号流103相连，并执行接收总宽带功率120的测量，将该测量 传递给用于噪声升高估计的装置110。

如在背景部分中所提及，通常使用基于重新产生和减法的不同的 干扰抵消方法。这在图4中示意性地示出。将数字信号流103提供给 干扰消除器104，在干扰消除器104中移除并非意在针对特定用户的 信号。提供意在针对特定用户的干扰抵消的数字信号105作为输出。 也如上所述，负载估计也能适用于这种干扰抵消的数字信号105，其 中所测量的RTWP测量值代表干扰抵消后的数字信号。针对具有重新产 生和减法的IC，不存在针对热噪声功率本底的定标因子的改变。结果 是，RoT估计算法仍然适用于此情况，因为估计了恒定的噪声功率电 平。

重要地要观察到，因为每个用户有自己的干扰，所以针对不同的 用户，此过程的效果是不同的。针对负载估计的结果是：不再存在统 一的方式来看待WCDMA上行链路的干扰。取而代之的是，负载针对每 个用户是独特的。

最后注意到，因为不存在热噪声功率本底的改变，所以具有重新 产生和减法的IC比FDPE更直接。结果是，RoT估计算法仍然适用于 此情况，因为估计了恒定的噪声功率电平。

本发明提供以下技术方案：负载估计反映了通过利用与接收机的 前端信号调节器有关的干扰白化而经历的减少的干扰。可以估计利用 例如FDPE的负载。

本发明的公开专注于FDPE。然而，也可以以类似的方式配置与前 端信号调节器直接有关地应用的干扰白化系统。

为了完全理解本发明的益处，首先给出了对这样的FDPE的简短评 述。图5示出了一般的FDPE接收机的结构。多个天线39将信号40 提供给前端信号调节器9的无线电接收机70。典型地，前端信号调节 器9还包括接收机滤波器和自动增益控制(AGC)功能。前端信号调节 器9输出的信号42提供给干扰白化14(在本实施例中是FDPE单元43)。 FDPE单元43包括用于将信号变换到频域的块FFT(快速傅里叶变换) 76。预均衡块78在频域中操作该信号以执行干扰白化处理。换句话说， 预均衡块使信号的频谱变平，从而降低任何频谱峰值。这些降低与所 降低的干扰电平相对应。将预均衡的信号提供给IFFT(快速傅里叶反 变换)和重叠相加单元80，用于将该信号变换回时域。接着，将这样 干扰白化的信号提供给数字接收机12。有时也将FDPE归类为IS(干 扰抑制)技术。

存在与此结构相关联的一些优点。FDPE结构给出显著的IS增益。 FDPE针对所有用户同时地实现IS，从而与针对不同用户单独地执行处 理的结构相比降低了计算复杂度。将处理块插入上行链路接收机结构 (其已经存在用于其他目的)，从而减少开发成本。可以重复使用针对 长期演进(LTE)蜂窝系统而开发的快速傅里叶变换(FFT)加速器硬 件，从而产生进一步的协同作用。

FDPE算法在频域中执行干扰白化。为了详细解释此处理，可以使 用以下的时域信号模型：

$v\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}h\left(l\right)z(t-l)+{\eta }_v\left(t\right).---\left(5\right)$

这里，v是具有码片采样率的接收信号(由于使用多天线，所以是向 量)，h是无线电信道网络响应，z是期望的(传输的)信号，η_v表示 热噪声和干扰。t表示离散时间。

经过傅里叶变换，将(5)转化为：

V(m)＝H(m)Z(m)+N(m)     (6)

其中数量是与(5)中数量相对应的离散傅里叶变换。现在可以在频域 中应用白化滤波器。周知的是，最小化均方误差的滤波器(MMSE技术 方案)由下式给出：

其中是V(m)的协方差矩阵的估计。注意，可以例如获取此估计作 为N个不同数据块的均值，如：

${\hat{R}}_d\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{V}_k\left(m\right)V_k^H\left(m\right)---\left(8\right)$

通过使用Cholesky分解，天线元件之间的协方差矩阵可以因式分 解为：

$L\left(m\right)·L^H\left(m\right)={\hat{R}}_d\left(m\right).---\left(9\right)$

FDPE背后的思想是利用此因式分解并写作：

$W_{\mathrm{MMSE}}\left(m\right)={\left(L^H\left(m\right)\right)}^{-1}\left({\left(L\left(m\right)\right)}^{-1}\hat{H}\left(m\right)\right)=W_{\mathrm{pre}}\left(m\right)\left({\left(L\left(m\right)\right)}^{-1}\hat{H}\left(m\right)\right),---\left(10\right)$

因此所期望的频域信号变为频域中预均衡的MMSE，即，由下式给 出：

Z_pre(m)＝W_pre(m)V(m)。  (11)

这是针对所有用户相同的用户无关处理。因此，宽带接收信号变 换到频域并且计算并Cholesky分解协方差矩阵，此后计算(11)。接 着，将该信号变换回时域，针对每个用户在数字接收机中进一步处理 该信号。注意的是，该处理中接收机经历的信道是从(10)的第二因 子中获得的。FFT和IFFT块具有低计算复杂度并且优选地在硬件中实 现。

公共的现有技术中已知的与FDPE接收结构兼容的现有负载估计 方案的问题是它们不反映在FDPE处理后所减少的干扰。典型地，现有 的负载估计方案对上行链路的空中接口(air-interface)负载估计过 高，从而其造成对RBS的过低调度，这又会造成过低的吞吐量和/或容 量。其还会导致RNC中的准许控制功能的阻塞，也造成吞吐量或容量 的减少。因为FDPE处理后的噪声功率本底以与FDPE处理的帧速率相 同的速率而变化，所以现有技术中的负载估计方案不能估计FDPE处理 后的噪声功率本底。取而代之的是，噪声本底估计需要长时间的稳定 性。

本发明公开了用于上行链路负载估计的装置，该装置反映出在 FDPE接收机阶段(如同在FDPE之后所经历的)的减少的负载方面的 增益。同时针对所有用户执行本发明的处理，而完全不针对单独的用 户，从而实现了非常低的计算复杂度。本发明的进一步的特性是：根 据FDPE阶段的性质来计算由FDPE接收机阶段自身导致的、对热噪声 功率本底进行定标的定标因子。这又能够实现针对定标的补偿。从而， 本发明公开了用于估计热噪声功率电平的途径。这是在经历FDPE后计 算RoT的关键。在RBS的EUL调度器中使用该信息以增强所调度的用 户数和/或EUL空中接口的吞吐量。还典型地向SRNC发信号通知该信 息，其中该信息可以用于基于负载的准入控制。于是，准入控制也变 成可响应于FDPE IS增益。

图6A中示意性地示出了根据本发明的实施例的无线通信系统中 的用于噪声升高估计的装置10的实施例。用于噪声升高估计的装置 10包括天线系统39。天线系统39典型地是多天线系统，由此从天线 系统39提供的信号40典型地是多信道信号。在前端信号调节器9中 接收来自天线系统的信号40，典型地执行采样、过滤和类似处理。前 端信号调节器9输出的信号42典型地是多信道的数字信号。用于噪声 升高估计的装置10包括干扰白化器14、数字接收机12和处理器20。 干扰白化器14与前端信号调节器9连接，用于接收来自前端信号调节 器9的数字信号42。在本实施例中，干扰白化器14是FDPE 43。因此， 干扰白化器14意在用于在输出处提供所有用户通用的干扰白化，提供 干扰白化的数字信号44。向数字接收机12提供这些干扰白化的数字 信号44。

处理器20与前端信号调节器9的输出连接并与干扰白化器14的 输出连接。此外，连接处理器20以接收关于来自干扰白化器14的干 扰白化处理的信息。处理器具有功率计22，被布置用于多次测量从前 端信号调节器9接收的信号42的接收总宽带功率46。在功率计22的 输出处提供这些测量的接收总宽带功率46。处理器20还具有与功率 计22的输出相连的噪声本底估计器24。噪声本底估计器24被布置用 于至少基于多个测量的接收总宽带功率46来计算噪声本底测量值的 估计48。

处理器20还被布置用于将针对干扰白化的噪声本底测量值的估 计补偿到等同噪声本底测量值中。在本实施例中，处理器20包括与干 扰白化器14连接的定标因子确定器26。向定标因子确定器26提供代 表干扰白化的预均衡滤波器w50的宽带有限冲激响应的至少一部分。 预均衡滤波器w的宽带有限冲激响应典型地在频域中给出，这是在干 扰白化器14中或在定标因子确定器26对预均衡滤波器的冲激响应进 行傅里叶反变换(典型地在块IFFT中(未示出))的原因。基于预均 衡滤波器w50的这个宽带有限冲激响应的至少多个部分，定标因子确 定器26确定表示干扰白化之前的噪声本底测量值和干扰白化之后的 噪声本底测量值之间的关系的定标因子κ52。噪声本底补偿器28与定 标因子确定器26的输出和噪声本底估计器24的输出连接，并且被布 置用于通过定标因子52将噪声本底测量值的估计48补偿到校正的噪 声本底测量值54中。

处理器20还包括与干扰白化器14的输出相连的功率计30。功率 计30还被布置用于将等同总宽带功率56确定为来自干扰白化器14 的输出上的可用总宽带功率。处理器20还包括与功率计30和噪声本 底补偿器28连接的噪声升高计算器32。噪声升高计算器32被布置用 于计算噪声升高测量值60。此计算至少基于等同总宽带功率56和校 正的噪声本底测量值54。

在此实施例中，将处理器20的不同功能阐述为分离的部件单元。 然而，任何本领域技术人员认识到，可以以不同的方式(分离地或集 成地、完全地或部分地)配置和实现这些功能。因此，与不同的功能 相关联的部件单元应当仅被视为涉及其功能的分离的单元。

定标因子确定器26、噪声本底补偿器28和噪声升高计算器32一 起形成噪声升高补偿器装置55，噪声升高补偿器装置55基于噪声升 高48、预均衡滤波器w 50的宽带有限冲激响应和等同总宽带功率56 来计算补偿的噪声升高测量值。在实际计算中，可以以不同的方式使 用该定标因子。干扰白化导致的影响可以通过补偿等同总宽带功率、 噪声本底测量值和等同总宽带功率与该噪声本底测量值之间的比例中 的至少一个来补偿。典型地，仅须补偿这些量中的一个，然而理论上 应当能够例如补偿针对一半干扰白化影响的一个因子和针对另一半的 另一因子。然而，这些技术方案仅是数学上的等价。通过参考以下的 数学描述容易理解这种等价。

图6B示出了其中补偿取而代之地对测量的等同总宽带功率执行 的实施例。向功率补偿器27提供等同总宽带功率56和定标因子κ52。 功率补偿器27提供通过定标因子κ52对等同总宽带功率56进行定标 的补偿总功率测量值CTWP57。提供补偿总功率测量值CTWP57和未补 偿噪声本底测量值48作为噪声升高计算器32的输入，用来提供校正 的噪声升高测量值60。

图6C示出了其中补偿取而代之地对噪声升高测量值(即等同总宽 带功率和噪声本底测量值之间的比例)执行的另一实施例。提供等同 总宽带功率56和未补偿的噪声本底测量值48作为噪声升高计算器32 的输入。于是，噪声升高计算器58的输出变为未校正的噪声升高测量 值59。将此未校正的噪声升高测量值59和定标因子κ52一起提供给 噪声升高补偿器29，在噪声升高补偿器29中执行针对干扰白化的影 响的补偿，并输出校正的噪声升高测量值60。

图7A示出了根据本发明的方法的实施例的步骤的流程图。用于无 线通信系统中的噪声升高估计的方法从步骤200开始。在步骤210中， 多次测量接收总宽带功率。在步骤212中，基于至少多个测量的接收 总宽带功率来计算噪声本底测量值的估计。在可以在步骤210和212 之前、在步骤210和212过程中、与步骤210和212交错或在步骤210 和212之后执行的步骤214中，执行干扰白化。在此实施例中，根据 FDPE执行干扰白化。

在步骤216中，将等同总宽带功率确定为干扰白化之后的可用总 宽带功率。在可以在步骤216之前、在步骤216过程中、与步骤216 交错或在步骤216之后执行的步骤218中，针对噪声白化将噪声本底 测量值的估计补偿到补偿的噪声本底测量值中。优选地，这个补偿噪 声本底测量值的估计的步骤218包括计算定标因子，该定标因子代表 干扰白化之前的噪声本底测量值和干扰白化之后的噪声本底测量值之 间的关系。在更优选的实施例中，基于代表干扰白化的预均衡滤波器 的宽带有限冲激响应的至少一部分来计算定标因子κ。在以下提供更 详细的描述。于是，至少基于等同总宽带功率和补偿的噪声本底测量 值，通过计算等同总宽带功率和补偿的噪声本底测量值之间的比例， 在步骤221中计算噪声升高测量值。

步骤218和221一起形成计算噪声升高测量值的一般步骤220。 此步骤在其他实施例中可以稍微不同地被配置。

接收信号的过程也典型地包括执行实际的数字接收的步骤230。 此过程结束于步骤299。

图7B示出了其中计算噪声升高测量值的步骤220被不同地配置的 另一实施例。在步骤217中，针对干扰白化导致的影响，补偿等同总 宽带功率，给出补偿的总宽带功率。于是，在步骤219中，这个补偿 的总宽带功率用于将噪声升高测量值计算为补偿的总宽带功率和步骤 212中得到的未补偿的噪声本底测量值之间的比例。

图7C还示出了其中计算噪声升高测量值的步骤220被不同地配置 的另一实施例。在步骤215中，等同总宽带功率和未补偿的噪声本底 测量值用于通过计算该等同总宽带功率和该未补偿的噪声本底测量值 之间的比例来计算未补偿的噪声升高测量值。于是，在步骤223中， 针对干扰白化导致的影响，对未补偿的噪声升高测量值进行补偿，给 出真实的噪声升高测量值。

下文中，以更多数学术语表示基于本发明的FDPE的详细实施例。

可以使用(6)和(11)描述FDPE之后的信号：

Z_pre(m)＝W_pre(m)H(m)Z(m)+W_pre(m)I(m)+W_pre(m)N^thermal(m)。(12)

这里，Z_pre(m)表示频域中的预均衡的宽带信号，W_pre(m)表示频域中的 宽带预均衡滤波器，H(m)表示频域中的宽带净信道响应(net channel response)，Z(m)表示频域中的宽带传输信号，I(m)表示频域中的宽带 邻小区干扰，并且N^thermal(m)表示频域中的宽带热噪声本底信号。容易 将等式(12)用离散傅里叶反变换变换到时域，表达为：

z_pre(t)＝(w_preh)(t)*z(t)+w_pre(t)*i(t)+w_pre(t)*n^thermal(t)，(13)

其中星号表示(多维)卷积，z_pre(t)表示时域中的预均衡的宽带信 号，w_pre(t)表示时域中的预均衡滤波器的宽带有限冲激响应，h(t)表示 时域中的宽带有限冲激响应净信道响应，z(t)表示时域中的宽带传输信 号，i(t)表示时域中的宽带邻小区干扰，并且n^thermal(t)表示时域中的宽带 热噪声本底信号。重要的是理解，这里所有的信号量是在预均衡步骤 之前给定。

为了获取FDPE干扰白化之后的负载的测量值，考虑此步骤之后的 RoT。实际上这是更加令人感兴趣的，因为同时解决整个上行链路负载。 FDPE处理之后的RoT测量值由下式给出：

${\mathrm{RoT}}^{\mathrm{FDPE}}\left(t\right)=\frac{z_{\mathrm{pre}}^H\left(t\right)z_{\mathrm{pre}}\left(t\right)}{E\left[{(w_{\mathrm{pre}}\left(t\right)*n^{\mathrm{thermal}}\left(t\right))}^H(w_{\mathrm{pre}}\left(t\right)*n^{\mathrm{thermal}}\left(t\right))\right]}.---\left(14\right)$

(14)的分子可以直接计算。注意的是，针对WCDMA中RoT测量的时 间标定通常是传输时间间隔(TTI)，可以例如通过感兴趣的TTI(典 型地2毫秒或10毫秒)上的时间采样的平均来计算(14)的分子。

计算(14)的分母需要估计此表达式的期望值。假定热噪声是白 噪声并且是不变的(这是标准假设)来进行此计算。因此，注意的是 这里的演算是在时间间隔上执行，其中在时间间隔上预均衡滤波器保 持不变。于是：

在(15)中，表示预均衡之前的天线分支a的估计热噪声 本底。这意味着可以重用现有技术的噪声本底估计算法。针对每个天 线分支需要一个算法。

合并(14)和(15)得到：

${\mathrm{RoT}}^{\mathrm{FDPE}}=\frac{z_{\mathrm{pre}}^H\left(t\right)z_{\mathrm{pre}}\left(t\right)}{\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{w}_{\mathrm{pre}}^H\left(l\right)w_{\mathrm{pre}}\left(l\right)\right)\left(\underset{a=1}{\overset{A}{\Sigma }}{\hat{N}}_a^{\mathrm{thermal}}\right)}.---\left(16\right)$

以上数量应该在FDOE的白化滤波器保持不变的时间间隔上作平 均或估计来计算。结果是直观的。因为总接收宽带功率是在所有天线 分支上求和，所以热噪声功率本底也一样。FDPE之后的RoT也以预均 衡滤波器的功率进行定标。

如今，通常使用专用集成电路(ASIC)实现WCDMA上行链路无线 电接收机的计算强度最大的部分。典型地，这种ASIC使用专用硬件提 供针对众多用户的FDPE处理。例如之前已知在这种ASICS上针对多用 户实现信道估计、加权合并、解调和解码。为了达到此目的，可以在 ASICS上装配专用加速器，例如针对TURBO解码、矩阵操作等的专用 加速器。可以利用以下事实来加以促进：编程ASICS以执行不同的任 务，开发多种这样的硬件加速器资源。然而，据我们所知，在本发明 之前，用于负载估计的专用处理装置还没有在ASICS上实现。

在用于无线通信系统中的噪声升高估计的装置的优选实施例中， 可以通过专用集成电路(ASIC)和数字信号处理器(DSP)中的至少一 个实现如图6A-C中示出的处理器的至少一部分功能。实施例展现了以 上所述功能的至少子集的ASIC实现。

本发明的实施例公开了允许反映FDPE的IS增益的负载估计的技 术，因此在系统层面上增强了覆盖、容量和小区吞吐量。如果没有所 公开的发明，则由于需要使用过于保守的余量，与FDPE相关联的增益 的大部分不会得以实现。根据本发明的优选实施例的装置也具有相对 低的计算复杂度。在本发明的实施例中，同时处理针对整个小区的负 载，从而使重用负载估计功能的一部分成为可能。

可以将上述实施例理解为本发明的一些示意性示例。本领域技术 人员应当理解，在不背离本发明的范围的前提下，可以对实施例作出 各种修改、合并和改变。特别地，在技术上可行的情况下，可以利用 其他配置合并不同实施例中的不同部分的方案。然而，本发明的范围 通过所附权利要求来限定。

缩略语

AGC-自动增益控制

ASIC-专用集成电路

CTWP-补偿的总宽带功率

DSP-数字信号处理器

EUL-增强型上行链路

FDPE-频域预均衡

FFT-快速傅里叶变换

HW-硬件

IC-干扰抵消

IFFT-快速傅里叶反变换

IS-干扰抑制

LTE-长期演进

MMSE-最小均方误差

RBS-无线电基站

RNC-无线电网络控制器

RoT-热噪声升高

RTWP-接收总宽带功率

SIR-信号干扰比

SRNC-服务无线电网络控制器

TTI-传输时间间隔

UE-用户设备

WCDMA-宽带码分多址